CN1160877A - 不停电开关式稳压器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种可降低成本和减小体积的自激式不停电开关稳压器。其初级端设有整流电路、高频变压器的初级线圈、初级端开关元件和开关用初级线圈；其次级端设有连接整流、滤波电路的次级端输出电路；其三级端设有三级线圈、充放电电路、三级端开关元件、双电荷层电容器和开关用三级线圈，利用回扫方式把输出功率从初级端和三级端传输到次级端。当初级端整流电路的输出电压超过规定电平时，充电电路就动作；当低于规定电平时，放电电路就动作。

Description

不停电开关式稳压器
本发明涉及功率因数高，在初级端交流输入电流中高次谐波成分少，而且输出脉动成分少的不停电开关式稳压器，尤其涉及通过自激方式减少零件数量，实现小型廉价不停电开关式稳压器所用的技术。
近几年，随着计算机设备的普及，商用电源瞬时停电的影响已造成许多问题，于是提出了各种不停电的直流稳压电源方式，其中包括本发明人已提出的特开平6-205546号公报所述的方式。该电源具有图6所示的基本电路。该基本电路包括：
(1)整流电路102，其不包括对100V的交流电源进行整流的滤波电容器；
(2)初级(一次侧)电路110，它把高频变压器104的初级线圈106和初级开关元件108串联到上述整流电路102的输出端上，利用该初级开关元件108来产生初级高频脉冲电压；
(3)次级电路116，其整流、滤波电路连接到上述高频变压器104的次级线圈112上，把直流输出电压供给到负载114上；
(4)充电电路126，它把双电荷层电容器120，扼流圈122和高频整流二极管124串联到上述高频变压器104的三级线圈118上；
(5)放电电路132，其上述双电荷层电容器120和三级端(侧)开关元件130，串联到上述三级线圈118的绕线起始端和从绕线终止端或基绕组中间引出的抽头128之间；
(6)脉冲宽度调制控制的开关控制电路134，它把同步脉冲信号输出到上述初级侧开关元件108和三级侧开关元件130上，使其进行开关动作，同时，根据上述次级电路16的输出电压变动，对脉冲信号的脉冲宽度进行调制对初级侧高频脉冲电压的脉冲宽度进行控制。
这种先有的不停电开关式稳压器的动作如下：当整流电路102的输出电压超过规定电平时，从100V交流电源供给的正弦波交流变成全波正弦波脉动波形，供给到高频变压器104的初级端。然后，该全波正弦波脉动电流通过初级线圈106和防止反向电流的二极管136，流入到初级侧开关元件108内，利用开关控制电路134的控制来进行斩波而后输出到次级侧电路116内。
并且，在三级电路138中，当整流电路102的输出电压超过规定电平时，初级开关元件108为导通状态时，在流入初级电路110内的电流i1的作用下，使图中的i2电流进行流动。该电流i2经过扼流圈122进行滤波，对双电荷层电容器120进行充电。
另一方面，当整流电路102的输出电压低于规定电平时，双电荷层电容器120的充电压将大于由电流i1所产生的三级线圈118的感应电压，其结果，放电电流i3将经过从三级线圈118的绕线起始端到中间抽头128的绕组部分进行流动。该放电电流i3被三级开关元件130进行斩波，然后输出到次级电路116内。
利用这样的动作，即使由于瞬时停电等原因使整流电路102的输出电压下降时，也能得到一定的次级输出，构成不停电开关式稳压器。
但是，已有的不停电开关式稳压器存在的问题是：由于是他激式的，所以，其体积难于缩小，成本难于降低也就是说，上述的先有不停电开关式稳压器，为了获得初级端脉冲电压，采用了脉冲宽度调制控制的开关控制电路(PWM)134，这是另行控制而且另行安装的主要零件。在需要这种另行控制而且另行安装置的主要零件的情况下，不仅使零件数量增加，而且使成本提高，所以不是一种好办法。
因此，为解决上述问题本发明人设计出了一种降低成本并减小体积的自激式不停电开关式稳压器。
为了达到上述目的，本发明采取以下技术方案：
本发明提供一种不停电开关式稳压器，其特征在于包括：
对来自交流电源的交流进行整流的整流电路；
初级端电路，其高频变压器的初级线圈和初级端开关元件串联连接在上述整流电路的输出端，同时，其施加开关控制电压的开关用初级线圈连接在初级端开关元件上，利用上述初级端开关元件来产生初级端高频脉冲电压；
次级端电路，其整流、滤波电路连接在上述高频变压器的次级线圈上，直流输出功率供给到负载上；
充电电路，其中包括串联连接在高频变压器的第一个三级线圈上的双电荷层电容器或二级电池和整流元件；
放电电路，其中，与上述第一个三级线圈串联连接的第二个本级线圈和本级端开关元件以及上述双电荷层电容器或二次电池互相串联相接，同时，施加开关控制电压的开关用三级线圈连接在三级端开关元件上，利用上述三级端开关元件从双电荷层电容器或二次电池的放电功率中产生出初级端高频脉冲放电电压。
利用回扫方式把输出功率从初级端和三级端传输到次级端上，同时，当初级端的上述整流电路的输出电压超过规定电平时，上述充电电路就动作；当低于上述规定电平时，上述放电电路就动作。在该不停电开关式稳压器中，整流电路内也可安装滤波电容器，但在不安装的情况下，功率因数更高，所以，根据需要也可以去掉滤波电容器。
也就是说，本发明的不停电开关式稳压器，以商用交流为输入的这种RCC(振铃扼流变换装置)方式的开关电路输出变压器，和以双电荷层电容器或二次电池中存储的充电能量为输入源的另一种RCC方式的开关电路输出变压器，这两种变压器的铁芯磁路是公用的。因此，初级端开关元件，二者的开关动作(通/断的时间)是完全同步的，对于商用交流和双电荷层电容器或二次电池的直流输入来说，电位高的在自激动作中自动会处于优先地位。其结果，形成不停电开关式稳压器。
换句话说，通常是优先供应来自商用交流端的RCC电路的输出(电流)，这时，利用三级线圈中感应的电动势(电压)直接对双电荷层电容器或二次电池进行充电，或者通过稳压器等，以恒压和恒流对双电荷层电容器或二次电池进行充电，以备停电等意外情况下使用。同时，在停电时，自动地切换到以充电的双电荷层电容器或二次电池的电能为输入源的RCC电路上，从第1个三级线圈上供应输出(电流)。
本发明具有以下优良的效果：
如上所述，本发明通常优先从商用交流一侧的RCC电路供给输出功率，这时，在三级线圈中感应生成的电动势，直接地或者通过调整器等，以恒压和恒流方式向双电荷层电容器或二次电池进行充电，以备停电等意外情况时使用。同时，在停电时自动地切换到RCC电路上(该RCC电路以充电的双电荷层电容器或二次电池的能量为输入流)，从第二个三级线圈供给输出功度。所以，这既是很简单的电路，又能确保良好的不停电性能。
也就是说，当输入交流电压超过规定的电平时，利用来自整流电路的输出功率把直流功率供给到负载上。另一方面，在上述规定电平以下的范围内，通过连接在与初级端电路共用的铁芯上的放电电路，从双电荷层电容器中释放出电荷，利用该放电功率把直流功率供给到负载上。所以，即使在停电以外的情况下，也能在交流输入波形中的限制电平以下的范围内，从双电荷层电容器或二次电池中供给电压，因此，若从负载一侧来看，可以供给稳定的平整波形的输出电压，电压波形在整个时间范围内均无洼下现象。可以大幅度提高功率因数。并且，由于双电荷层电容器可以快速充放电，而且容量也很大，以法拉为单位。所以长期可靠性良好，同时，即使在以分为单位的瞬时停电的情况下，也能向次级端电路供给足够的功率。另外，由于开关是自激式的，所以，不需要像过去那样的PWM等另行安装的基本零件，这对降低设备成本和减小设备体积有很大作用。
这样，本发明是把多个RCC电路连接到一个变压器铁芯上，从某一个RCC电路向次级端电路供应能量。所以，除了本实施例的说明以外，也还可以利用太阳能发电和风力等自然能源或者从一般柴油发电机等供应能量。可以综合利用各种不同的能源作为停电时的备用电源，其可靠性非常高。
再者，由于双电荷层电容器或二次电池具有过去的整流电路中的滤波电容器的作用，所以，在初级端电路中不需要采用滤波电容器。另外，由于是回扫方式，所以本来应当在次级端电路内设置的扼流线圈也不需要了。因此，这一点也有助于降低设备成本，减小设备体积，提高功率因数，从而制成了过去没有的高性能开关电源。
以下依据附图，对本发明的实施例做具体说明：
图1是说明本发明的不停电开关式稳压器的开关原理的电路图。
图2是说明本发明的不停电开关式稳压器的开关原理所用的表示开关元件特性的说明图。
图3是表示本发明的不停电开关式稳压器的电路例的说明图。
图4是本发明的不停电开关式稳压器的电压波形，A是整流电路的输出波形，B是没有充放电电路时的次级端电路的输出电压波形，C是利用双电荷层电容器的放电功率而获得的次级端电路的输出电压波形，D是在整个时间范围内获得的次级端电路的输出电压波形。
图5是表示已有的开关式稳压器和本发明的不停电开关式稳压器的、从交流输入一侧看的电流波形的说明图。
图6是已有的不停电开关式稳压器的电路图。
以下根据图1所示的原理图来说明本发明的实施形态。图1是说明本发明原理的图，其中仅画出了为进行说明所必须的主要零件，省略了其他零件。
图1是不停电开关式稳压器的基本电路，其中包括：
对来自交流电源1的交流进行整流的整流电路3；
初级电路13，其中的高频变压器5的初级线圈7和初级端的开关元件9，串联在上述整流电路3的输出端上，同时，其中接入了开关用的初级线圈11，用于把开关控制电压加到初级端开关元件9上，利用该初级端开关元件9来，产生出初级端高频脉冲电压；
次级电路19，其整流、滤波电路连接在上述高频变压器5的次级线圈15上，把直流输出功率供给到负载17上；
充电电路27，其中包括串联在高频变压器5的第1个三级线圈21上的双电荷层电容器23或二次电池23和整流元件25；
放电电路35，其中，与上述第一个三级线圈21相串联的第二个三级线圈29和三级端开关元件31以及上述双电荷层电容器23或二次电池23，互相串联相接，同时，把开关用三级线圈33连接到三级端开关元件31上，以便向其加开关控制电压，利用上述三级端开关元件31从双电荷层电容器23或二次电池23的放电输出中产生高频脉冲放电电压。
该基本电路利用回扫方式把输出从初级端和三级端传送到次级端，同时，当初级端的上述整流电路的输出电压超过规定电平时，上述充电电路就动作；当低于上述规定电平时，上述放电电路就动作。
以下利用本图来说明本发明的不停电开关式稳压器的动作。当加上作为输入的交流电压VIN时，从整流电路了获得的全波正弦波脉动电流，作为初级端开关元件9(晶体管9)的基极电流IIS进行流动，初级端开关元件9导通。初级端(侧)开关元件9-导通，整流电路3的输出电压就加到高频变压器5中的初级线圈7上，流过电流I1。接着，在开关用初级线圈11上产生出与各绕线圈数比相对应的感应电压EA，作为基极电流的电流I2流过该线圈。这时，次级线圈15按图中所示进行连接，所以，二极管37的极性呈反方向，电流不能流入次级端电路19内。并且，由于该电压EA的极性能使初级端开关元件9导通，所以，初级端开关元件9保持导通状态。但是，如图2所示，由于初级端开关元件9的集电极电流ic呈直线性增加，所以，在某一时间ton后若达到ics(即电流放大率hFE和基级电流iB的积)，则电流ics不发生变化，高频变压器5的铁芯内的磁通量不发生变化，所以，电流在一瞬间变为零，在各线圈中伴随着电流ics的切断而产生的反向电动势。同时，电压EA的极性反转，初级端开关元件9受到反向偏压而截止。
当初级端开关元件9截止时，在高频变压器5的各个线圈上产生反向电动势，所以，存入到变压器铁芯内的磁能，以回扫方式从次级线圈15通过二极管37，作为对滤波电容器39的充电电流Ic’而流出来。然后，该充电电流Ic’充入到滤波电容器39内进行滤波，作为输出电压Vo从次级端电路19中取出。并且，该充电电流Ic’经过一定时间后变成零，作为反向电压从开关用初级线圈11加到开关元件9的基极上的电压将消失，于是，初级端开关元件9在电流I1s的作用下再次导通，借助与上述相同的动作，继续进行开关动作。该开关动作的频率取决于图2所示的集电极电流ic的上升率，通过电路常数的设计将其设定为适当的数值。
另一方面，第一个三级线圈21和第二个三级线圈29，其绕线方向如图所示，所以，当电流I1流入初级线圈7内时，产生一个电动势，其方向是在两个二极管25、41的作用下电流不能流动。并且，当初级端开关元件9截止时，在第一个三级线圈21和第二个三级线圈29上分别产生反向电动势，而且，开关用三级线圈33，其绕线方向如图所示，所以，充电电流I3和作为三级端开关元件31(晶体管31)的基极电流的电流I3s进行流动，三级端开关元件31变为导通状态。但是，在第二个三级线圈29上感应出的电压，其方向与电流I3的流动方向相反，所以，三级端开关元件31的集电极电流I4不能流动，三级端开关元件31处于空运行状态。因此，其结果是：在第1个三级线圈21中感应出的电动势所产生的充电电流Ic，用于对双电荷层电容器23进行充电。
并且，当由于瞬时停电等原因而使整流电路3的输出电压切断时，由双电荷层电容器23的电压来取代整流电路3的输入，提供基极电流I3s。这样，使三级端开关元件31导通，把双电荷层电容器23的存储能量作为输入源，放电电流ID经过第二个三级线圈29进行流动。在此状态下，三级端开关元件31在基极电流I3s、IS的作用下，与上述初级端电路13中的初级端开关元件9一样，重复进行开关动作，来自双电荷层电容器23的放电电流In由三级端开关元件31进行斩波，然后输出到次级端电路19内。
接着，根据具体的实施例来对本发明进行详细说明。图3表示本发明的不停电开关式稳压器的电路例。以下根据该图进行详细说明。
从交流电源1通过线路滤波器43来连接整流元件45构成整流电路3。其中，电容器47……作为噪声滤除器，能滤除开关时产生的噪声。在该整流电路3的输出端上，通过二极管49，串联连接高频变压器5的初级线圈7和初级端开关元件9(晶体管9)。施加控制电压用的开关用初级线圈11，连接在初级端开关元件9的开关端2上，即图例中的，晶体管9的基极上。该开关用初级线圈11的极性如图所示。并且，在整流电路3的输出端和晶体管9的基极之间，通过电阻51进行连接，使晶体管9导通用的基极电流I1S能够流过。开关用初级线圈11的绕组开关和晶体管9的基极之间，通过直流成分截止用电容器53和电阻55进行连接，在开关用初级线圈11的绕组末端和晶体管9的基极之间，连接了基极电压调整用的电阻57。并且，在电阻51和晶体管9的基极之间与开关用初级线圈11的绕组终端之间，连接了对晶体管9的基极电流进行旁路用的晶体管59的集电极，该晶体管59的基极，通过二极管61和光电耦合器63，与开关用初级线圈11的绕组起始端进行连接，构成稳压控制电路65。并且，与晶体管59的必射极相连接的电阻67，用于检测作为晶体管9的发射极电流而流过初级线圈7的过电流。这样就构成了初级端电路13，用于产生初级端高频脉冲电压。其中的晶体管9也可以采用FET(场效应晶体管)来代替图中所示的双极型晶体管。
其次，相对于上述高频变压器5的初级线圈7来说，以相反的极性连接了次级线圈15，在次级线圈15上设置了次级端电路19，次级端电路19内连接了由二极管37和滤波电容器39构成的整流、滤波电路，向负载17供应直流输出功率。再者，还设置了光电耦合器63.93的光电二极管，用来进行稳压控制，其方法是对两种电压进行比较，前一种是电压检测用分压电阻69和可变电阻75以及检测电阻77上的分压电压；后一种是被称为分路调整器的比较放大用IC73的内部标准电压。
在与初级线圈7共用的铁芯79上，设置了第一个三级线圈21，其绕线方向与初级线圈7相同。三级线圈21上串联了整流用二极管25和恒压恒流控制用晶体管80以及双电荷层电容器23，构成了充电电路27。其中也可以采用二次电池来代替双电荷层电容器23。
另外，相对于上述第一个三线线圈21，以同样的极性还设置了第二个三级线圈29。并且，第二个三级线圈29和三级端开关元件31(晶体管31)，通过二极管41串联相接。再者还连接了开关用三级线圈33，用来向三级端开关元件31的开关端子，即图例中的晶体管31的基极施加控制电压。该开关用三级线圈33，其极性与上述两个三级线圈21、29相反。并且，双电荷层电容器23的十端和晶体管31的基极之间通过电阻81互相连接，使晶体管31的导通用基极电流I3S能够流过。开关用三级线圈33的绕组起始端和晶体管31的基极之间，通过直流成分切断用电容器83和电阻85进行连接；开关用三级线圈33的绕组终端和晶体管31的基极之间，连接了基极电压调整用的电阻87。并且，电阻81和晶体管31的基极之间以及开关用三级线圈33的绕组终端之间，设置了对晶体管31的基极电流进行旁路的晶体管89。该晶体管89的基极，对开关用三级线圈33的绕组起始端，通过二级管91和光电耦合器93进行连接，构成稳压控制用电路95。并且，连接在晶体管89的发射极上的电阻97，用于检测流过第二个三级线圈29的晶体管31的发射极电流的过电流。利用这样的结构，构成了放电电路35。下面说明该不停电开关式稳压器的动作。当加上作为输入的交流电压VIN时，从整流电路3中获得的全波正弦波脉动电流，就经过电阻51作为晶体管9的基极电流I1S而流入，使晶体管9导通。当该晶体管9导通时，整流电路了的输出电压VS就加到高频变压器5的初级线圈7上，电流I1经过二极管49流入。接着，在开关用初级线圈11中，产生与初级线圈7的匝数比相对应的电压EA，构成基极电流的电流I2流过电容器53和电阻55，加在晶体管9的基极上作为高值偏压。
这时，次级线圈15与初级线圈7的极性相反，所以，二极管37的极性是反向的，在次级端电路19上电流不能流动，把磁能存储在铁芯79内。
再者，由于上述电压EA是按照使晶体管9导通的极性来施加的，所以晶体管9保持导通状态。这时的基极电压由电阻57调整到适当数值。并且，如图2已说明的那样，晶体管9的集电极电流ic沿直线增加，所以，当集电极电流ic经过一定时间后达到电流放大率hFE和基极电流之积时，集电极电流就停止增加，电流不再变化，其结果，使各线圈的电动势方向反转，开关用初级线圈11的感应电压EA变成反向电压，因此，晶体管9迅速截止。
当晶体管9截止时，在高频变压器5的各个线圈内，存储在铁芯79内的磁能作为反向电动势出现。所以，滤波电容器39的充电流Ic’从次级线圈15通过二极管37进行流出。并且，该充电电流Ic通过对滤波电容器39进行充电而达到波形平滑，作为输出电压Vo从次级端电路19中取出。然后，经过一定时间，该Ic’随着磁能的释放而变为零，所以，在使晶体管9的基极截止的方向上所加的高偏置电压消失，电流I1S作为晶体管9的基极电流通过电阻51进行流动，再次使晶体管9导通，利用与上述相同的动作来继续进行开关动作。
在此，当输出电压Vo超过预定的设定值时，次级端稳压控制用检测电阻77的分压电压高于分路调整器73的栅电压，光电耦合器63(和93)的发光二极管的亮度就提高，位于初级端的光电耦合器63(和93)的光电晶体管的发射极电流就增加，以开关用初级线圈11的正向电压为电压源，晶体管59的基极电流经过二极管61和光电耦合器63进行流动，使晶体管59的基极电位提高。于是，流过晶体管59的电流增加，结果，使晶体管59的动作时间提前(加快)。这样一来，晶体管9的基极电压下降，如图2所示，ton期间缩短，同时，toff期间增长。就这样进行PWM动作，使输出电压Vo达到预定的一定电压。另一方面，9当输出电压Vo低于预定的设定值时，与此相反，ton期间增长，进行PWM动作，使输出电压Vo达到预定的一定电压。
再者，由于第一个三级线圈21与初级线圈7的极性相同，所以，当电流I1流入初级线圈7内时，即晶体管9导通时，产生一个电动势，其方向是，在二极管25的作用下电流不能流动。并且，第二个三级线圈29也和初级线圈7的绕线方向相同，所以这时在二极管41的作用下电流也不能流动。再者，开关用三级线圈33与初级线圈7的方向相反，所以，晶体管31处于导通状态，但由于第二个三级线圈29的电位高于双于荷层电容器23的电位，所以，电流I4不能流动。
另一方面，当晶体管9截止时，第一个三级线圈21和第二个三级线圈29，以及开关用三级线圈33，分别产生的电动势进行方向反转，所以，其结果，充电电流I3作为双电荷层电容器23的充电电流，在作为降压器使用的晶体管80的限制下进行流动(IC)，以此进行充电。并且，对双电荷层电容器23进行充电，直至达到由分路调整器82所规定的恒压电平为止。
当晶体管9截止时，由于开关用三级线圈33的电动势是反方向的，所以晶体管31的基极受到反向偏压，与晶体管9同步地进行截止。由此可以看出：整流电路3一端(商用交流输入端)的RCC(振铃扼流变换器)电路和双电荷层电容器23一端的RCC电路，完全同步地进行动作。
并且，当由于瞬时停电等原因而使整流电路3的输出电压降低时，双电荷层电容器23的充电电压将高于第二个三级线圈29的感应电压。其结果，在与晶体管9同步动作的晶体管31导通时，放电电流ID变为I4而进行流动，使二级端电路19的输出电压保持为恒压，也就是说，当晶体管31导通时，由于流入第二个三次线圈29内的放电电流I4的作用，在开关用三级线圈33内产生感应电压，使晶体管31能保持导通状态的电流I5，流过电容器83和电阻85，在晶体管31的基极上加上高的偏置电压。所以，晶体管31的动作与上述初级端电路13内的晶体管9的动作相同，通过这些动作来反复进行开关，来自双电荷层电容器23的放电电流ID，由晶体管31进行斩波，然后输出到次级端电路19内，发挥不停电的作用。
并且，当交流输入电压低于由齐纲二极管84所决定的所谓停电电压时，串联在齐纳(稳压)二极管84上的光电耦合器86就截止，所以，光电耦合器86的光电晶体管也截止，从第一个三级线圈21开始的充电路径被切断。这是因为，如果从双电荷层电容器23输出的能量，不能抵消利用返回的反馈能量而进行的充电，那么就会出现实际上使开关损耗增大等问题。
即使在从该双电荷层电容器23中进行放电的状态下也是如此，也就是说，当次级端的输出电压Vo高于放电电压时，即次级端稳压控制检测电阻77的分电压超过分路调整器73的标准电压(栅电压)时，分路调整器73向导通方向动作，光电耦合器93的发光二极管的电流增大，位于初级端的光电耦合器93的光电晶体管的发射极电流，以开关用三级线圈33的正向电压为电源，流过二极管91和光电耦合器93的光电晶体管，使晶体管89的基极电压上升。其结果，晶体管89的动作时间提前，晶体管31的ton期间缩短，toff期间延长，所以，存储在铁芯79内的磁能减少，进行PWM控制动作，使次级端电路19的输出电压达到预先设定的一定电压。
以下，利用晶体管80，分路调整器82和光电耦合器86来构成对双电荷层电容器23的调整器。其中，二极管88是仅在放电时用的旁路二极管；电阻90、92分别是对双电荷层电容器23的充电电压进行检测用的分压电阴和检测用电阻。
下面利用图4继续说明本发明的开关式稳压器的功率因数改善效果和不停电性能。并且，图4的纵坐标表示电压V，横坐标表示经过时间t。
如上所述，从交流电源1供给的正弦波交流，利用整流元件45进行整流，使其变成图4A所示的全波玻弦波脉动波形，然后供给到高频变压器5的初级端。这时，利用晶体管9的开关动作，使其变成高频脉冲电压，利用回扫方式输出到次级端电路19内。这时的斩波频率，如图2所示，取决于晶体管9的集电极电流、电流放大是数和基极电流，所以，具体来说，由电路常数进行设定。在本发明中，如图1所示，在交流电源1侧构成的RCC1和在双电荷层电容器23侧构成的RCC2，以高频变压器5的铁芯磁路为共用磁路，以并联方式进行连接。由RCC1或者RCC2来向次级端电路19供应能量，其情况如下。
若假定初级线圈7的匝数为N1，第二个三级线圈29的匝数为N3；RCC1的输入电压为VA1，RCC2的输入电压为VB1，则初级线圈7侧的比电压为VA1/N1，第二个三级线圈29侧的比电压为VB1/N3，从比电压高的一侧供应输出能量。
所以，当交流输入电压降低时，在RCC1侧进行脉冲调幅开关的结果，在电平达到可以向输出端提供恒电压能量之前，从第一个三线圈21向双电荷层电容器23进行充电所用的平均电平，与次级端电路19的输出电压一样地进行稳定化，所以，RCC2侧不能成为对次级端电路19的能量供给源。这时，RCC2侧处于空运行状态，第一个三级线圈21被作为对双电荷层电容器23的充电电路使用。在此，当RCC1侧的电夺降低到不能对次级端电路19的输出电压进行稳压控制的电平时，RCC2侧的比电平占居优势，所以，自动地切换到RCC2侧，由RCC2提供输出功率，中间不出现瞬间断电现象。不能对次级端电路19的输出电压进行稳压控制的RCC1侧的电平，以下称为限制电平(在图中用S表示)。并且，实际上，用齐纳二极管84来检测比该限制电平高的电压，如上所述，对充电电流路的调整器用晶体管80进行切断即可。
在这里，若没有三级端的充放电电路27、35，则次级端电路19的输出电压Vo变成图4B所示的与交流电源频率同步的方形电压波形。但是，当图4A所示的全波正弦波脉动电压在限制电平S以下时，如上所述，双电荷层的电容器23的充电电压高于第一个三级线圈21的感应电压，所以，来自双电荷层电容器23的放电电流，流入到第二个三级线圈29内。同时，该放电电流由晶体管31进行斩波，来自放电电路35的高频脉冲电压被输出到次级端电路19内。这时的次级端电路19的输出电压Vo变成图4C所示的波形，该波形填补了图4B所示的全波正弦脉动电流的限制电平S以上的区域内的电压波形空隙部分。
所以，如图4D所示，从次级端电路19中输出的电压Vo的波形是平整的，在整个时间范围内均无洼下现象。这样，本发明的开关式稳压器，由于在输入电压为限制电平以下的范围内将供给来自双电荷层电容器的放电功率，所以，可以达到很高的功率因数。并且，不言而喻，即使在瞬间停电的情况下，也能利用同样的作用而获得图4D所示的波形的输出电压Vo。
再者，在图1和图3的电路例中，在整流电路3一侧不设滤波电容器，由双荷层电容器23来发挥光有的整流电路一侧的滤波电容器的作用。所以，如图5所示，从交流输入一侧来看的是电流波形，在具有滤波电容器的先有的电路中，如图中A所示，在很短时间内集中了很大电流，而本发明则由于如图中B所示电流波形是比较平坦的，所以，可以大减小电路的负担，提高功率因数。
再者，例如在图3中设置了电解电容器94，其充电电压设定在稍高于双电荷层电容器23的水平上，正常运行时的限制电平以下的能量，由该电解电容器94来供给，在停电等情况下，在极短时间的电解电容器94的放电结束后，也可以由双电荷层电容器23来供给能量。这样以来，可减轻双电荷层电容器23的负担。
本发明并非仅限于以下的实施例，例如在图1、图3中，也可以把太阳能电池板连接在双电荷层电容器23上作为停电时的备用电源，或者进一步增加RCC电路，例如RCC3、4……，其中分别连接柴油发电机或风力发电机等，制成利用综合性能源的不停电电源(能源最佳综合利用)。

Claims (1)

1、一种不停电开关式稳压器，其中包括：
对来自交流电源的交流进行整流的整流电路；
初级端电路，其高频变压器的初级线圈和初级端开关元件串联连接在上述整流电路的输出端，同时，其施加开关控制电压的开关用初级线圈连接在初级端开关元件上，利用上述初级端开关元件来产生初级端高频脉冲电压；
次级端电路，其整流、滤波电路连接在上述高频变压器的次级线圈上，直流输出功率供给到负载上；
充电电路，其中包括串联连接在高频变压器的第一个三级线圈上的双电荷层电容器或二级电池和整流元件；
放电电路，其中，与上述第一个三级线圈串联连接的第二个本级线圈和本级端开关元件以及上述双电荷层电容器或二次电池互相串联相接，同时，施加开关控制电压的开关用三级线圈连接在三级端开关元件上，利用上述三级端开关元件从双电荷层电容器或二次电池的放电功率中产生出初级端高频脉冲放电电压。
利用回扫方式把输出功率从初级端和三级端传输到次级端上，同时，当初级端的上述整流电路的输出电压超过规定电平时，上述充电电路就动作；当低于上述规定电平时，上述放电电路就动作。
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