CN116074173A - 信号检测方法、装置及设备 - Google Patents
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims abstract description 57
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 45
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 42
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 23
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 21
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 12
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 12
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 10
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 9
- 230000001502 supplementing effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 46
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 5
- 230000011218 segmentation Effects 0.000 description 4
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 229920002430 Fibre-reinforced plastic Polymers 0.000 description 1
- 244000126211 Hericium coralloides Species 0.000 description 1
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 239000011151 fibre-reinforced plastic Substances 0.000 description 1
- 230000000977 initiatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
Images
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/261—Details of reference signals
- H04L27/2613—Structure of the reference signals
- H04L27/26134—Pilot insertion in the transmitter chain, e.g. pilot overlapping with data, insertion in time or frequency domain
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
- H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
本申请提供一种信号检测方法、装置及设备。该方法包括：对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号；获取第一正交频分复用OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号；获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号；根据插值的频域发射信号、第一频域信号、以及第二频域信号，确定频偏估计值。提高了确定频偏估计值的效率。
Description
技术领域
本申请涉及计算机技术领域，尤其涉及一种信号检测方法、装置及设备。
背景技术
基站和终端设备之间可以互相发送信号，以进行通信。
在相关技术中，通常使用可以两个或两个以上具有一定时间间隔的接收信号、以及对应的发射信号，确定相关值，并根据相关值和时间间隔确定频偏估计值。然而，在上述过程中，当接收信号和发射信号为梳状图样的信号，且只有单个正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)符号时，确定频偏估计值的效率较低。
发明内容
本申请提供一种信号检测方法、装置及设备，用以提高确定频偏估计值的效率。
第一方面，本申请提供一种信号检测方法，所述方法包括：
对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号；
获取第一正交频分复用OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号；
获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号；
根据所述插值的频域发射信号、所述第一频域信号、以及所述第二频域信号，确定频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，根据所述插值的频域发射信号、所述第一频域信号、以及所述第二频域信号，确定频偏估计值，包括：
对所述第一频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第三频域信号；
对所述第二频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第四频域信号；
对所述第三频域信号和所述第四频域信号进行快速傅里叶逆变换IFFT和合并处理，确定时域合并信号；
根据所述时域合并信号，确定功率时延谱PDP；
根据所述时域合并信号和所述PDP，确定所述频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，对所述第三频域信号和所述第四频域信号进行IFFT变换和合并处理，确定时域合并信号，包括：
对所述第三频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第一时域信号；
对所述第四频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第二时域信号；
合并第一时域信号中的前
个点和第二时域信号中的前
个点，得到时域合并信号；
其中，所述NFFT为OFDM解调窗内的快速傅里叶变换FFT点数。
在一种可能的实施方式中，根据所述时域合并信号，确定功率时延谱PDP，包括：
若频偏范围的最小频率大于第一频率阈值，且所述频偏范围的最大频率小于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行线性合并，得到所述PDP；
若所述频偏范围的最小频率小于或等于第一频率阈值，或者所述频偏范围的最大频率大于或等于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行非线性合并，得到所述PDP；
其中，所述Nseg为将单个OFDM符号进行分段相关求频偏的分段数。
在一种可能的实施方式中，根据所述时域合并信号和所述PDP，确定所述频偏估计值，包括：
在所述PDP中，将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置，所述Thr为门限值，所述σ2为噪声功率；
计算第i个多径抽头的所述Nseg个分段的时域合并信号的相关值，所述i取0、......、Npath-1，所述Npath为多径抽头的总数；
对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值进行合并处理，得到相关值合并结果；
根据所述相关值合并结果，确定频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，在所述PDP中，将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置之前，还包括：
确定所述时域合并信号中的有效信号出现的KTC个区间，所述KTC为梳齿尺寸；
在所述NFFT点中，去除所述KTC个区间中所述有效信号对应的点数，得到噪声点集合；
根据所述噪声点集合，确定噪声功率σ2。
在一种可能的实施方式中，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号，包括：
隔Nseg个子载波抽取所述频域发射信号，得到抽取后的频域发射信号；
对所述抽取后的频域发射信号做IFFT变换和线性相位补偿，得到第一时域发射信号；
对第一时域发射信号补充长度为
的0，得到第二时域发射信号；
对所述第二时域发射信号进行FFT变换，得到所述插值的频域发射信号。
在一种可能的实施方式中，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号，包括：
获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列，所述Ntap为大于或等于1的整数；
对所述基序列和所述频域发射信号进行循环卷积处理，得到所述插值的频域发射信号。
在一种可能的实施方式中，获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列，包括：
生成频域循环卷积所需的基序列对应的时序序列；
对所述时序序列进行FFT变换，得到频域序列；
保留所述频域序列两边的Ntap个点，得到所述基序列。
在一种可能的实施方式中，获取第一OFDM解调窗内第一时域信号对应的第一频域信号，包括：
获取所述第一OFDM解调窗内的所述第一时域接收信号；
对所述第一时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第一频域信号。
在一种可能的实施方式中，获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号，包括：
将所述第一OFDM解调窗，往后位移
个点，得到所述第二OFDM解调窗；
获取所述第二OFDM解调窗内的所述第二时域接收信号；
对所述第二时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第二频域信号。
第二方面，本申请实施例提供一种信号检测装置，所述装置包括：处理模块、第一获取模块、第二获取模块和确定模块，其中，
所述处理模块用于，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号；
所述第一获取模块用于，获取第一正交频分复用OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号；
所述第二获取模块用于，获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号；
所述确定模块用于，根据所述插值的频域发射信号、所述第一频域信号、以及所述第二频域信号，确定频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块具体用于：
对所述第一频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第三频域信号；
对所述第二频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第四频域信号；
对所述第三频域信号和所述第四频域信号进行快速傅里叶逆变换IFFT和合并处理，确定时域合并信号；
根据所述时域合并信号，确定功率时延谱PDP；
根据所述时域合并信号和所述PDP，确定所述频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块具体用于：
对所述第三频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第一时域信号；
对所述第四频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第二时域信号；
合并第一时域信号中的前
个点和第二时域信号中的前
个点，得到时域合并信号；
其中，所述NFFT为OFDM解调窗内的快速傅里叶变换FFT点数。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块具体用于：
若频偏范围的最小频率大于第一频率阈值，且所述频偏范围的最大频率小于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行线性合并，得到所述PDP；
若所述频偏范围的最小频率小于或等于第一频率阈值，或者所述频偏范围的最大频率大于或等于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行非线性合并，得到所述PDP；
其中，所述Nseg为将单个OFDM符号进行分段相关求频偏的分段数。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块具体用于：
在所述PDP中，将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置，所述Thr为门限值，所述σ2为噪声功率；
计算第i个多径抽头的所述Nseg个分段的时域合并信号的相关值，所述i取0、......、Npath-1，所述Npath为多径抽头的总数；
对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值进行合并处理，得到相关值合并结果；
根据所述相关值合并结果，确定频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块还用于：
确定所述时域合并信号中的有效信号出现的KTC个区间，所述KTC为梳齿尺寸；
在所述NFFT点中，去除所述KTC个区间中所述有效信号对应的点数，得到噪声点集合；
根据所述噪声点集合，确定噪声功率σ2。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
隔Nseg个子载波抽取所述频域发射信号，得到抽取后的频域发射信号；
对所述抽取后的频域发射信号做IFFT变换和线性相位补偿，得到第一时域发射信号；
对第一时域发射信号补充长度为
的0，得到第二时域发射信号；
对所述第二时域发射信号进行FFT变换，得到所述插值的频域发射信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列，所述Ntap为大于或等于1的整数；
对所述基序列和所述频域发射信号进行循环卷积处理，得到所述插值的频域发射信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
生成频域循环卷积所需的基序列对应的时序序列；
对所述时序序列进行FFT变换，得到频域序列；
保留所述频域序列两边的Ntap个点，得到所述基序列。
在一种可能的实施方式中，所述第一获取模块具体用于：
获取所述第一OFDM解调窗内的所述第一时域接收信号；
对所述第一时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第一频域信号。
在一种可能的实施方式中，所述第二获取模块具体用于：
将所述第一OFDM解调窗，往后位移
个点，得到所述第二OFDM解调窗；
获取所述第二OFDM解调窗内的所述第二时域接收信号；
对所述第二时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第二频域信号。
第三方面，本申请实施例提供一种信号检测设备，包括：存储器和处理器；
所述存储器存储计算机执行指令；
所述处理器执行所述存储器存储的计算机执行指令，使得所述处理器执行第一方面任一项所述的信号检测方法。
第四方面，本申请实施例提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有计算机执行指令，当所述计算机执行指令被处理器执行时用于实现第一方面任一项所述的信号检测方法。
第五方面，本申请实施例提供一种计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现第一方面任一项所述的信号检测方法。
第六方面，本申请实施例提供一种芯片，所述芯片上存储有计算机程序，所述计算机程序被所述芯片执行时，实现第一方面任一项所述的信号检测方法。
第七方面，本申请提供一种芯片模组，所述芯片模组上存储有计算机程序，所述计算机程序被所述芯片模组执行时，实现如第一方面任一项所述的信号检测方法。
本申请实施例提供一种信号检测方法、装置及设备，信号检测设备可以对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号。信号检测设备可以获取第一OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号，并获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号。信号检测设备可以根据插值的频域发射信号、第一频域信号、以及第二频域信号，确定频偏估计值。由于针对具有频域梳状图样特点的信号，可以利用频域上的梳状图样特点带来时域上的每个OFDM符号的分段加权重复的特点，提高了确定频偏估计值的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请实施例提供的频域梳状图样的示意图；
图2为本申请实施例提供的分段加权重复的信号示意图；
图3为本申请实施例提供的一种应用场景的示意图；
图4为本申请实施例提供的一种信号检测方法的流程示意图；
图5为本申请实施例提供的另一种信号检测方法的流程示意图；
图6为本申请实施例提供的一种信号检测装置的结构示意图；
图7为本申请实施例提供的一种信号检测设备的结构示意图。
具体实施方式
这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本申请相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的装置和方法的例子。
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。
为了便于理解本申请的技术方案，下面，首先对本申请所涉及的概念进行解释说明。
快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)是一种调制技术，可以用于将频域信号转换为时域信号。
快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)是一种解调技术，可以用于将时域信号转换为频域信号。
OFDM技术是一种基于IFFT变换和FFT变换的多载波调制技术。通过OFDM技术可以将信号分割为多个子信号，并用多个子信号分别调制多个相互正交的子载波，以通过多个子载波并行传输信号。
OFDM符号在频域上可以包括多个子载波，该多个子载波相互正交，互不影响。
频域梳状图样是指信号在频域上具有梳齿状的结构。
下面，结合图1，对频域梳状图样进行说明。
图1为本申请实施例提供的频域梳状图样的示意图。请参见图1，横轴表示时域上OFDM符号的索引号，纵轴表示频域上子载波的索引号。针对任意一个时频资源单元(Resource Element，RE)，在频域上对应一个子载波，在时域上对应一个OFDM符号。
终端设备或网络设备中可以包括多个天线端口，用于发射信号。
天线端口0和天线端口1可以组成码分多路复用(Code Division Multiplexing，CDM)组(group)0，进行码域共享。例如，在OFDM符号2内，天线端口0可以在子载波0、2、4、6、8、10上发射信号0，天线端口1可以在子载波0、2、4、6、8、10上发射信号1，即天线端口0和天线端口1可以复用子载波0、2、4、6、8、10，信号1和信号0可以互相正交，互不影响。
天线端口2和天线端口3可以组成CDM group 1，进行码域共享。例如，在OFDM符号2内，天线端口2可以在子载波1、3、5、7、9、11上发射信号2、天线端口3可以在子载波1、3、5、7、9、11上发射信号3，即天线端口2和天线端口3可以复用子载波1、3、5、7、9、11，信号2和信号3可以互相正交，互不影响。
针对信号0、信号1、信号2和信号3中的任意一个信号，信号在频域上的信号结构为梳状图样，满足频域Comb-2的特点，即每2个子载波发送一次信号，该信号在时域上的OFDM符号2中可以分2段进行加权重复。
可选地，满足频域Comb-4特点的信号，可以在时域上的每个OFDM符号中分4段进行加权重复；满足频域Comb-8特点的信号，可以在时域上的每个OFDM符号中分8段进行加权重复。
下面，结合图2，对分段加权重复进行说明。
图2为本申请实施例提供的分段加权重复的信号示意图。请参见图2，若信号1在频域上的信号结构为梳状图样，满足频域Comb-2的特点，假设信号1在时域上可以表示为rt(n)，n表示时域抽样点的索引，n＝0，……，NNFFT-1，则可以将rt(n)分为2段长度为
的加权重复的信号。其中，NFFT为OFDM符号内的FFT点数。
如图2所示，可以将rt(n)分为2段，分别为分段1和分段2。其中分段1和分段2的信号长度均为
分段1和分段2对应的信号是加权重复的。例如，若OFDM符号内的FFT点数为64点，即NFFT为64，则信号1在时域上可以表示为rt(n)，n＝0，……，63。若将信号1分为2段，则每段对应的信号中可以包括64/2＝32个点。
下面，结合图3，对本申请实施例的应用场景进行介绍。
图3为本申请实施例提供的一种应用场景的示意图。请参见图3，包括网络设备101和终端设备102。网络设备101和终端设备102之间可以互相进行通信。例如，网络设备101可以为基站，终端设备102可以为手机。
网络设备101可以通过物理下行共享信道(Physical Downlink Share Channel，PDSCH)向终端设备102发射解调参考信号(Demodulation Reference Signal，DMRS)。终端设备102可以通过物理上行共享信道(Physical Uplink Shared Channel，PUSCH)向网络设备101发射DMRS、或者上行探测参考信号(Sounding Reference Signal，SRS)。
其中，PDSCH DMRS、PUSCH DMRS和SRS均为具有频域梳状图样的信号。
需要说明的是，当网络设备101发射信号时，网络设备101为发射端，终端设备102为接收端；当终端设备102发射信号时，终端设备102为发射端，网络设备101为接收端。发射端发射的信号可以称为发射信号，接收端接收的信号可以称为接收信号。
在相关技术中，通常可以使用两个或两个以上具有一定时间间隔的接收信号、以及对应的发射信号，确定相关值，并根据相关值和时间间隔确定频偏估计值。然而，在上述过程中，当接收信号和发射信号为具有频域梳状图样特点的信号，且只有单个OFDM符号时，确定频偏估计值的效率较低。
在本申请实施例中，可以对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号，并获取第一OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号、以及第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号。可以根据插值的频域发射信号、第一频域信号、以及第二频域信号，确定频偏估计值。由于针对具有频域梳状图样特点的信号，可以利用频域上的梳状图样特点带来时域上的每个OFDM符号的分段加权重复的特点，提高了确定频偏估计值的效率。
下面，通过具体实施例对本申请所示的技术方案进行详细说明。需要说明的是，下面几个实施例可以单独存在，也可以相互结合，对于相同或相似的内容，在不同的实施例中不再重复说明。
图4为本申请实施例提供的一种信号检测方法的流程示意图。请参见图4，该方法可以包括：
S401、对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号。
本申请实施例的执行主体可以为信号检测设备，也可以为设置在信号检测设备中的芯片、芯片模组或信号检测装置。信号检测装置可以通过软件实现，也可以通过软件和硬件的结合实现。信号检测装置可以为信号检测中的处理器。信号检测设备可以为图1中所示的网络设备或者终端设备。为了便于理解，在下文中，以执行主体为信号检测设备为例进行说明。
在一可选实施例中，可以通过如下方式，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号：隔Nseg个子载波抽取频域发射信号，得到抽取后的频域发射信号；对抽取后的频域发射信号做IFFT变换和线性相位补偿，得到第一时域发射信号；对第一时域发射信号补充长度为
的0，得到第二时域发射信号；对第二时域发射信号进行FFT变换，得到插值的频域发射信号。
其中，Nseg表示将单个OFDM符号进行分段相关求频偏的分段数。分段数Nseg可以为NFFT和KTC的非1公约数，并且分段数Nseg的选择可以满足所需要的频偏估计范围。NFFT为OFDM符号内的FFT点数，KTC为梳齿尺寸。例如，若NFFT为64点，KTC为8点，则Nseg可以为2，即表示可以将单个OFDM符号分为2段。
假设频域发射信号为r(k)，其中，k表示子载波的索引，k＝0，…，NFFT-1。对于频域发射信号r(k)，只有在子载波k＝kstart+KTC*k′+koffset，k′＝0，…，Msc-1上有值，在其余子载波k上的值为0。
其中，kstart表示发射信号起始RE；KTC表示频域梳状图样的梳齿尺寸；koffset表示该OFDM符号的发射RE的偏移量(offset)，koffset的取值范围为0≤koffset＜KTc；Msc表示发射信号序列的有效长度；k′表示发射信号索引。
假设每个分段的索引为nseg，则nseg的取值范围为0，......，Nseg-1。
可选地，可以通过如下公式(1)，隔Nseg个子载波抽取频域发射信号，得到抽取后的频域发射信号rext(k)：
rext(k)＝r(k*Nseg+(kstart+koffset)mod Nseg) 公式(1)
其中，
得到抽取后的频域发射信号rext(k)之后，可以对抽取后的频域发射信号rext(k)做
点的IFFT变换，得到对应的时域发射信号rtext(n)，其中，
可选地，可以通过公式(2)对该时域发射信号rtext(n)进行线性相位补偿，得到第一时域发射信号
其中，
j表示虚数单位，即
其他参数解释见上文。
可选地，可以在第一时域发射信号
的信号尾部，补充长度为
的0，得到第二时域发射信号。可以对第二时域发射信号做NFFT点的FFT变换，得到插值的频域发射信号rfos(k)。其中，k＝0，…，NFFT-1该插值的频域发射信号rfos(k)等价于对抽取后的频域发射信号rext(k)进行频移和Nseg倍过采样，也等价于对原频域发射信号r(k)进行插值。
S402、获取第一OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号。
OFDM解调窗中可以包括至少一个OFDM符号。
在一可选实施例中，可以通过如下方式，获取第一OFDM解调窗内第一时域信号对应的第一频域信号：获取第一OFDM解调窗内的第一时域接收信号；对第一时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到第一频域信号。
假设第nRx个接收天线、第n个时域抽样点的时域接收信号为y(nRx，n)，其中，nRx＝0，…，NRx-1；n＝0，1，…；NRx为接收天线数。
针对任意一个天线，天线的接收符号可以从循环前缀(Cyclic Prefix，CP)之后开始取数，获得第一OFDM解调窗内的NFFT点的第一时域接收信号y1(nRx，n)。其中，nRx＝0，…，NRx-1；n＝0，…，NFFT-1。
可选地，为了第一OFDM解调窗可以包含前面几条能量较大的多径的完整OFDM符号，可以将第一OFDM解调窗适当往前取若干个点，总共取NFFT个点，以获取NFFT个点的第一时域接收信号y1(nRx，n)。
可以对第一时域接收信号y1(nRx，n)，做NFFT点的FFT变换，得到第一频域信号Y1(nRx，k)。其中，nRx＝0，…，NRx-1，NRx为接收天线数；k＝0，…，NFFT-1。
S403、获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号。
在一可选实施例中，可以通过如下方式，获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号，包括：将第一OFDM解调窗，往后位移NFFT/2个点，得到第二OFDM解调窗；获取第二OFDM解调窗内的第二时域接收信号；对第二时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到第二频域信号。
可选地，将OFDM解调窗向后挪移
个点，即从
点开始往后取NFFT点，获取第二时域接收信号y2(nRx，n)，其中，nRx＝0，…，NRx-1；n＝0，…，NFFT-1。
可以对第二时域接收信号y2(nRx，n)，做NFFT点的FFT变换，得到第二频域信号Y2(nRx，k)。其中，nRx＝0，…，NRx-1；k＝0，…，NFFT-1。
S404、根据插值的频域发射信号、第一频域信号、以及第二频域信号，确定频偏估计值。
在一可选实施例中，可以通过如下方式，确定频偏估计值：对第一频域信号和插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第三频域信号；对第二频域信号和插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第四频域信号；对第三频域信号和第四频域信号进行快速傅里叶逆变换IFFT和合并处理，确定时域合并信号；根据时域合并信号，确定功率时延谱PDP；根据时域合并信号和PDP，确定频偏估计值。
可选地，可以通过公式(3)，对第一频域信号Y1(nRx，k)和插值的频域发射信号rfos(k)的共轭进行对应点相乘，得到第三频域信号H1(nRx，k)：
H1(nRx，k)＝Y1(nRx，k)*conj(rfos(k)) 公式(3)
其中，nRx＝0，…，NRx-1；k＝0，…，NFFT-1。
可选地，可以通过公式(4)，对第二频域信号Y2(nRx，k)和插值的频域发射信号rfos(k)的共轭进行对应点相乘，得到第四频域信号H2(nRx，k)：
H2(nRx，k)＝Y2(nRx，k)*conj(rfos(k)) 公式(4)
其中，nRx＝0，…，NRx-1；k＝0，…，NFFT-1。
可选地，得到第三频域信号H1(nRx，k)和第四频域信号H2(nRx，k)之后，可以对第三频域信号H1(nRx，k)进行IFFT变换，得到第一时域信号；可以对第四频域信号H2(nRx，k)进行IFFT变换，得到第二时域信号。可以对第一时域信号和第二时域信号进行合并处理，确定时域合并信号，进而根据可以时域合并信号，确定功率时延谱(Power Delay Profile，PDP)，并根据时域合并信号和PDP，确定频偏估计值。
在本申请实施例中，信号检测设备可以对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号。信号检测设备可以获取第一OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号，并获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号。信号检测设备可以根据插值的频域发射信号、第一频域信号、以及第二频域信号，确定频偏估计值。由于针对具有频域梳状图样特点的信号，可以利用频域上的梳状图样特点带来时域上的每个OFDM符号的分段加权重复的特点，简化了计算频偏估计值的计算量，从而提高了确定频偏估计值的效率。
下面，在图4所示实施例的基础上，结合图5，对上述信号检测方法进行进一步详细说明。
图5为本申请实施例提供的另一种信号检测方法的流程示意图。请参见图5，该方法可以包括：
S501、对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号。
可选地，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号，可以包括如下2种方式：
方式1：可以隔Nseg个子载波抽取频域发射信号，得到抽取后的频域发射信号，对抽取后的频域发射信号做IFFT变换和线性相位补偿，得到第一时域发射信号，并对第一时域发射信号补充长度为
的0，得到第二时域发射信号，进而对第二时域发射信号进行FFT变换，得到插值的频域发射信号。
需要说明的是，方式1的执行过程可以参见步骤S401的执行过程，此处不再进行赘述。
方式2：可以获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列，对基序列和频域发射信号进行循环卷积处理，得到插值的频域发射信号。
Ntap可以为大于或等于1的整数。
在一可选实施例中，可以通过如下方式，获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列：生成频域循环卷积所需的基序列对应的时序序列；对时序序列进行FFT变换，得到频域序列；保留频域序列两边的Ntap个点，得到基序列。
可选地，可以通过如下公式(5)生成频域循环卷积所需的基序列对应的时序序列sinct(n)：
可选地，可以对时序序列sinct(n)进行FFT变换，得到频域序列sincf(k)，其中，k＝0，…，NFFT-1。
可选地，可以通过如下公式(6)保留频域序列sincf(k)两边的Ntap个点，得到基序列coef(k)：
可选地，可以提前生成频域循环卷积所需的Ntap点的基序列coef(k)，并存储。
获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列coef(k)之后，可以通过如下公式(7)对抽取后的频域发射信号rext(k)进行每Nseg个RE中间插零，得到插零的频域发射信号rzp(k)：
可选地，可以对基序列coef(k)和插零的频域发射信号rzp(k)进行循环卷积处理，可得到插值的频域发射信号rfos(k)。
在方式2中，生成插值的频域发射信号rfos(k)的过程中，可以将rext(k)与本地Ntap点的基序列coef(k)进行循环卷积，且Ntap点的基序列coef(k)里有相当一部分的元素是0，插零的频域发射信号rzp(k)仅有Msc个值为非0，相比方式1，进一步降低计算量，简化了计算过程。
S502、获取第一OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号。
需要说明的是，步骤S502的执行过程可以参见步骤S402，此处不再进行赘述。
S503、获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号。
需要说明的是，步骤S503的执行过程可以参见步骤S403，此处不再进行赘述。
S504、对第一频域信号和插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第三频域信号。
可选地，可以通过上述公式(3)，对第一频域信号Y1(nRx，k)和插值的频域发射信号rfos(k)的共轭进行对应点相乘，得到第三频域信号H1(nRx，k)。
S505、对第二频域信号和插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第四频域信号。
可选地，可以通过上述公式(4)，对第二频域信号Y2(nRx，k)和插值的频域发射信号rfos(k)的共轭进行对应点相乘，得到第四频域信号H2(nRx，k)。
S506、对第三频域信号和第四频域信号进行IFFT变换和合并处理，确定时域合并信号。
在一可选实施例中，可以通过如下方式，确定时域合并信号：对第三频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第一时域信号；对第四频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第二时域信号；合并第一时域信号中的前
个点和第二时域信号中的前
个点，得到时域合并信号。
可选地，可以对第三频域信号H1(nRx，k)进行NFFT点的IFFT变换，得到第一时域信号h1(nRx，n)，nRx＝0，…，NRx-1；n＝0，…，NFFT-1。
可选地，可以对第四频域信号H2(nRx，k)进行NFFT点的IFFT变换，得第二时域信号h2(nRx，n)，nRx＝0，…，NRx-1；n＝0，…，NFFT-1。
在一可选实施例中，可以通过公式(8)将第一时域信号h1(nRx，n)的前面
个点和第二时域信号h2(nRx，n)的前面
个点拼凑在一起，得到时域合并信号hcomb(nRx，n)：
S507、根据时域合并信号，确定功率时延谱PDP。
可选地，确定功率时延谱PDP，可以包括如下2种情况：
情况1：若频偏范围的最小频率大于第一频率阈值，且频偏范围的最大频率小于第二频率阈值。
在该种情况下，则可以将同一个天线的Nseg个分段之间的时域合并信号hcomb(nRx，n)进行线性合并，得到PDP。
具体地，可以通过公式(9)，将同一个天线的Nseg个分段之间的时域合并信号进行线性合并，得到功率时延谱PDP(nRx，n)：
其中，nRx＝0，…，NRx-1；n＝0，…，NCP-1，NCP表示OFDM符号的CP点数。
情况2：若频偏范围的最小频率小于或等于第一频率阈值，或者频偏范围的最大频率大于或等于第二频率阈值。
在该种情况下，则可以将Nseg个分段之间的时域合并信号进行非线性合并，得到PDP。
具体地，可以通过公式(10)，将同一个天线的Nseg个分段之间的时域合并信号hcomb(nRx，n)进行非线性合并，得到功率时延谱PDP(nRx，n)：
其中，nRx＝0，…，NRx-1；n＝0，…，NCP-1，NCP表示OFDM符号的CP点数。
S508、根据时域合并信号和PDP，确定频偏估计值。
在一可选实施例中，可以通过如下方式，根据时域合并信号和PDP，确定频偏估计值：在PDP中，将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置；计算第i个多径抽头的Nseg个分段的时域合并信号的相关值；对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值进行合并处理，得到相关值合并结果；
根据相关值合并结果，确定频偏估计值。
其中，Thr为门限值，可以根据虚警率确定。将Nseg个分段之间的时域合并信号进行非线性合并时和将Nseg个分段之间的时域合并信号进行线性合并时，门限值Thr不同。
σ2表示噪声功率。可选地，可以通过如下方式确定噪声功率σ2：确定时域合并信号中的有效信号出现的KTC个区间；在NFFT点中，去除KTC个区间中有效信号对应的点数，得到噪声点集合；根据噪声点集合，确定噪声功率σ2。
假设多径能量集中在OFDM符号的CP位置，NCP为该OFDM符号的CP点数，则可以认为在时域合并信号hcomb(nRx，n)中，有效信号能量
出现在KTC个区间中，可以通过公式(11)表达：
其中，kTC＝0，…，KTC-1。
假设在NFFT个时域点中，去除上述KTC个区间的有效信号能量
的点，其余的点为噪声样本点集合ψnoise，噪声样本点集合中的元素数为Nnoise，则可以通过公式(12)计算得到噪声功率σ2：
可选地，在PDP中，可以将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置
其中，nRx＝0，…，NRx-1；i＝0，…，Npath-1。
在一可选实施例中，可以通过如下公式(13)，计算第i个多径抽头的Nseg个分段的时域合并信号hcomb(nRx，n)的两两相关值corr(nRx，i)：
其中，nRx＝0，…，NRx-1；i表示多径抽头的索引，i＝0，…，Npath-1，Npath为多径抽头的总数；其他参数解释可以见上文。
可选地，可以通过如下2种方式，对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值corr(nRx，i)进行合并处理，得到相关值合并结果：
方式1：可以对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值corr(nRx，i)进行等增益合并处理。
可选地，可以通过公式(14)对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值corr(nRx，i)进行等增益合并处理，得到相关值合并结果corrsum：
方式2：可以对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值corr(nRx，i)进行最大比合并处理。
可选地，可以通过公式(15)对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值corr(nRx，i)进行等最大比合并处理，得到相关值合并结果corrsum：
其中，加权合并的因子w(nRx，i)和相关值corr(nRx，i)的信噪比成正比。
可选地，可以通过公式(16)或公式(17)，计算得到，加权合并的因子w(nRx，i)：
其中，SNR(nRx，i)表示第nRx个天线、第i个多径抽头的信号的信噪比SNR。
可选地，可以通过公式(18)，根据相关值合并结果，确定频偏估计值FO：
需要说明的是，若发射信号所在RB的其他梳齿上或者本梳齿的其他端口上有其他的信号，可以使用干扰消除(Interference cancellation，IC)算法，在接收端将其他信号估计出来，然后从时域接收信号y(nRx，n)中减掉，再进行上述方式确定频偏估计值。
在本申请实施例中，信号检测设备可以对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号。信号检测设备可以获取第一OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号，和第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号。信号检测设备可以对第一频域信号和插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第三频域信号；可以对第二频域信号和插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第四频域信号；并且可以对第三频域信号和第四频域信号进行IFFT变换和合并处理，确定时域合并信号，进而可以根据时域合并信号，确定功率时延谱PDP。最终，可以根据时域合并信号和PDP，确定频偏估计值。由于针对具有频域梳状图样特点的信号，可以利用频域上的梳状图样特点带来时域上的每个OFDM符号的分段加权重复的特点，提高了确定频偏估计值的效率。
图6为本申请实施例提供的一种信号检测装置的结构示意图。该信号检测装置可以为芯片或者芯片模组。请参见图6，所述信号检测装置10可以包括：处理模块11、第一获取模块12、第二获取模块13和确定模块14，其中，
所述处理模块11用于，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号；
所述第一获取模块12用于，获取第一正交频分复用OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号；
所述第二获取模块13用于，获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号；
所述确定模块14用于，根据所述插值的频域发射信号、所述第一频域信号、以及所述第二频域信号，确定频偏估计值。
本申请实施例提供的信号检测装置可以执行上述方法实施例所示的技术方案，其实现原理以及有益效果类似，此处不再进行赘述。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块14具体用于：
对所述第一频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第三频域信号；
对所述第二频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第四频域信号；
对所述第三频域信号和所述第四频域信号进行快速傅里叶逆变换IFFT和合并处理，确定时域合并信号；
根据所述时域合并信号，确定功率时延谱PDP；
根据所述时域合并信号和所述PDP，确定所述频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块14具体用于：
对所述第三频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第一时域信号；
对所述第四频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第二时域信号；
合并第一时域信号中的前
个点和第二时域信号中的前
个点，得到时域合并信号；
其中，所述NFFT为OFDM解调窗内的快速傅里叶变换FFT点数。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块14具体用于：
若频偏范围的最小频率大于第一频率阈值，且所述频偏范围的最大频率小于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行线性合并，得到所述PDP；
若所述频偏范围的最小频率小于或等于第一频率阈值，或者所述频偏范围的最大频率大于或等于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行非线性合并，得到所述PDP；
其中，所述Nseg为将单个OFDM符号进行分段相关求频偏的分段数。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块14具体用于：
在所述PDP中，将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置，所述Thr为门限值，所述σ2为噪声功率；
计算第i个多径抽头的所述Nseg个分段的时域合并信号的相关值，所述i取0、......、Npath-1，所述Npath为多径抽头的总数；
对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值进行合并处理，得到相关值合并结果；
根据所述相关值合并结果，确定频偏估计值。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块14还用于：
确定所述时域合并信号中的有效信号出现的KTC个区间，所述KTC为梳齿尺寸；
在所述NFFT点中，去除所述KTC个区间中所述有效信号对应的点数，得到噪声点集合；
根据所述噪声点集合，确定噪声功率σ2。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块11具体用于：
隔Nseg个子载波抽取所述频域发射信号，得到抽取后的频域发射信号；
对所述抽取后的频域发射信号做IFFT变换和线性相位补偿，得到第一时域发射信号；
对第一时域发射信号补充长度为
的0，得到第二时域发射信号；
对所述第二时域发射信号进行FFT变换，得到所述插值的频域发射信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块11具体用于：
获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列，所述Ntap为大于或等于1的整数；
对所述基序列和所述频域发射信号进行循环卷积处理，得到所述插值的频域发射信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块11具体用于：
生成频域循环卷积所需的基序列对应的时序序列；
对所述时序序列进行FFT变换，得到频域序列；
保留所述频域序列两边的Ntap个点，得到所述基序列。
在一种可能的实施方式中，所述第一获取模块12具体用于：
获取所述第一OFDM解调窗内的所述第一时域接收信号；
对所述第一时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第一频域信号。
在一种可能的实施方式中，所述第二获取模块13具体用于：
将所述第一OFDM解调窗，往后位移
个点，得到所述第二OFDM解调窗；
获取所述第二OFDM解调窗内的所述第二时域接收信号；
对所述第二时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第二频域信号。
本申请实施例提供的信号检测装置可以执行上述方法实施例所示的技术方案，其实现原理以及有益效果类似，此处不再进行赘述。
本申请实施例提供一种信号检测设备的结构示意图，请参见图7，该信号检测设备20可以包括处理器21和存储器22。示例性地，处理器21、存储器22，各部分之间通过总线23相互连接。
所述存储器22存储计算机执行指令；
所述处理器21执行所述存储器22存储的计算机执行指令，使得所述处理器21执行如上述方法实施例所示的信号检测方法。
实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一可读取存储器中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储器(存储介质)包括：只读存储器(英文：read-only memory，缩写：ROM)、RAM、快闪存储器、硬盘、固态硬盘、磁带(英文：magnetic tape)、软盘(英文：floppydisk)、光盘(英文：optical disc)及其任意组合。
本申请实施例提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有计算机执行指令，当所述计算机执行指令被处理器执行时用于实现上述方法实施例所述的信号检测方法。
本申请实施例还可提供一种计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时，可实现上述方法实施例所示的信号检测方法。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
显然，本领域的技术人员可以对本申请实施例进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请实施例的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。
在本申请中，术语“包括”及其变形可以指非限制性的包括；术语“或”及其变形可以指“和/或”。本申请中术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。本申请中，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
Claims (15)
1.一种信号检测方法，其特征在于，所述方法包括：
对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号；
获取第一正交频分复用OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号；
获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号；
根据所述插值的频域发射信号、所述第一频域信号、以及所述第二频域信号，确定频偏估计值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述插值的频域发射信号、所述第一频域信号、以及所述第二频域信号，确定频偏估计值，包括：
对所述第一频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第三频域信号；
对所述第二频域信号和所述插值的频域发射信号进行共轭相乘处理，得到第四频域信号；
对所述第三频域信号和所述第四频域信号进行快速傅里叶逆变换IFFT和合并处理，确定时域合并信号；
根据所述时域合并信号，确定功率时延谱PDP；
根据所述时域合并信号和所述PDP，确定所述频偏估计值。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，对所述第三频域信号和所述第四频域信号进行IFFT变换和合并处理，确定时域合并信号，包括：
对所述第三频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第一时域信号；
对所述第四频域信号进行NFFT点的IFFT变换，得到第二时域信号；
合并第一时域信号中的前
个点和第二时域信号中的前
个点，得到时域合并信号；
其中，所述NFFT为OFDM解调窗内的快速傅里叶变换FFT点数。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，根据所述时域合并信号，确定功率时延谱PDP，包括：
若频偏范围的最小频率大于第一频率阈值，且所述频偏范围的最大频率小于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行线性合并，得到所述PDP；
若所述频偏范围的最小频率小于或等于第一频率阈值，或者所述频偏范围的最大频率大于或等于第二频率阈值，则将Nseg个分段之间的所述时域合并信号进行非线性合并，得到所述PDP；
其中，所述Nseg为将单个OFDM符号进行分段相关求频偏的分段数。
5.根据权利要求2-4任一项所述的方法，其特征在于，根据所述时域合并信号和所述PDP，确定所述频偏估计值，包括：
在所述PDP中，将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置，所述Thr为门限值，所述σ2为噪声功率；
计算第i个多径抽头的所述Nseg个分段的时域合并信号的相关值，所述i取0、……、Npath-1，所述Npath为多径抽头的总数；
对NRx个天线、Npath个多径抽头之间的相关值进行合并处理，得到相关值合并结果；
根据所述相关值合并结果，确定频偏估计值。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在所述PDP中，将大于Thr*σ2对应的时域抽样点索引n确定为多径抽头位置之前，还包括：
确定所述时域合并信号中的有效信号出现的KTC个区间，所述KTC为梳齿尺寸；
在所述NFFT点中，去除所述KTC个区间中所述有效信号对应的点数，得到噪声点集合；
根据所述噪声点集合，确定噪声功率σ2。
7.根据权利要求1-6任一项所述的方法，其特征在于，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号，包括：
隔Nseg个子载波抽取所述频域发射信号，得到抽取后的频域发射信号；
对所述抽取后的频域发射信号做IFFT变换和线性相位补偿，得到第一时域发射信号；
对第一时域发射信号补充长度为
的0，得到第二时域发射信号；
对所述第二时域发射信号进行FFT变换，得到所述插值的频域发射信号。
8.根据权利要求1-6任一项所述的方法，其特征在于，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号，包括：
获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列，所述Ntap为大于或等于1的整数；
对所述基序列和所述频域发射信号进行循环卷积处理，得到所述插值的频域发射信号。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，获取频域循环卷积所需的Ntap点的基序列，包括：
生成频域循环卷积所需的基序列对应的时序序列；
对所述时序序列进行FFT变换，得到频域序列；
保留所述频域序列两边的Ntap个点，得到所述基序列。
10.根据权利要求1-9任一项所述的方法，其特征在于，获取第一OFDM解调窗内第一时域信号对应的第一频域信号，包括：
获取所述第一OFDM解调窗内的所述第一时域接收信号；
对所述第一时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第一频域信号。
11.根据权利要求1-10任一项所述的方法，其特征在于，获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号，包括：
将所述第一OFDM解调窗，往后位移
个点，得到所述第二OFDM解调窗；
获取所述第二OFDM解调窗内的所述第二时域接收信号；
对所述第二时域接收信号进行NFFT点的FFT变换，得到所述第二频域信号。
12.一种信号检测装置，其特征在于，包括：处理模块、第一获取模块、第二获取模块和确定模块，其中，
所述处理模块用于，对频域发射信号进行插值处理，得到插值的频域发射信号；
所述第一获取模块用于，获取第一正交频分复用OFDM解调窗内第一时域接收信号对应的第一频域信号；
所述第二获取模块用于，获取第二OFDM解调窗内第二时域接收信号对应的第二频域信号；
所述确定模块用于，根据所述插值的频域发射信号、所述第一频域信号、以及所述第二频域信号，确定频偏估计值。
13.一种信号检测设备，其特征在于，包括：存储器和处理器；
所述存储器存储计算机执行指令；
所述处理器执行所述存储器存储的计算机执行指令，使得所述处理器执行如权利要求1至11任一项所述的信号检测方法。
14.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质中存储有计算机执行指令，当所述计算机执行指令被处理器执行时用于实现权利要求1至11任一项所述的信号检测方法。
15.一种计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至11任一项所述的信号检测方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN112929311A (zh) * | 2021-01-26 | 2021-06-08 | 白盒子(上海)微电子科技有限公司 | 一种控制信道多用户复用时高精度频偏估计方法 |
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2023
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