CN116054216B - 一种飞轮储能并网***控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了基于改进型自抗扰控制器的飞轮储能并网***控制方法，分别获取机侧转矩误差、机侧交流电压误差、直流支撑电容电压误差、网侧电流误差、网侧与机侧功率误差，并基于所构建的改进型自抗扰控制器算法计算获得机侧调制波q轴分量、机侧调制波d轴分量、网侧调制波d轴分量与网侧调制波q轴分量；将机侧调制波q轴分量、机侧调制波d轴分量、网侧调制波d轴分量与网侧调制波q轴分量形成机侧变换器、网侧变换器的控制信号，以实现飞轮储能并网***的快速动态响应控制。本发明能够及时、迅速地响应电网需求与储能装置的需求，并且所述方法的实现原理简单易行，具有实际的工程应用意义。

Description

一种飞轮储能并网***控制方法

技术领域

本发明涉及飞轮储能并网技术领域，基于改进型自抗扰控制器的飞轮储能并网***控制方法。

背景技术

近年来，飞轮储能***已被逐步应用于针对电网的独立调频与多能源联合调频的领域。飞轮储能***具有能量密度高、能量效率高、充放电可循环次数多等优点。因此，飞轮储能***已在中国、美国、加拿大的可再生能源***获得初步应用且具有进一步大规模应用的潜力。飞轮储能***有多种已应用的拓扑结构，其中T型三电平背靠背型换流器是应用最广泛的拓扑结构。在实际工程应用中，功率指令的变化与充电、放电模式的切换会经常发生，但无论是参考指令的变化或充电、放电工况的切换都属于***扰动。现有的PI控制器作为一种线性控制器，无法使***具有更高的动态响应能力，而传统自抗扰控制器对高频测量噪声较为敏感，动态响应能力依然受限。因此，在动态响应方面亟需对传统控制策略与控制环路进行改进以增强***动态响应能力，以在需要频繁充电、放电工况快速切换的飞轮储能***中实现参考量的快速跟随，并快速响应电网的需求。

发明内容

本发明的目的是针对飞轮储能并网***提供基于改进型自抗扰控制器的飞轮储能并网***控制方法，能够在飞轮储能部分处于充电、放电工况频繁切换，功率指令变化的工况下能够迅速实现参考输出功率并处于稳定状态，具备优良的抗扰性和动态性能。

具体的，本发明提供基于改进型自抗扰控制器的飞轮储能并网***控制方法，包含以下步骤：

A、构建改进型自抗扰控制器，包含改进型观测器IESO；所述改进型自抗扰控制器包含算法模型：其中k_Lx为所述改进型自抗扰控制器的增益，b_Lx为补偿因子，u为变量反馈，u^*为变量指令，y为改进型自抗扰控制器算法模型的输出；δ_x为所述改进型观测器IESO的输出，且所述改进型观测器IESO包含如下关系：

δ_x＝x₃-(x₃-u)/l₄ω₃

其中，l₁，l₂，l₃，l₄为改进型观测器IESO的比例系数，ω₀，ω₁，ω₂，ω₃为改进型观测器IESO的增益，用于将误差(y-x₂)，(x₃-x₁)，(x₂-u)，(x₃-u)成比例放大；

B、获取机侧转矩误差、机侧交流电压误差、直流支撑电容电压误差、网侧电流误差、网侧与机侧功率误差，并分别结合所述改进型自抗扰控制器算法模型计算获得机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d、网侧调制波d轴分量v_d与网侧调制波q轴分量v_q；

C、将机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d、网侧调制波d轴分量v_d与网侧调制波q轴分量v_q形成机侧变换器、网侧变换器的控制信号，以通过机侧端与网侧端的协同控制实现飞轮储能并网***的快速动态响应调节。

进一步的，所述机侧转矩误差为转矩电流指令i_{qr_ref}与转矩电流反馈i_qr的误差值：i_{qr_ref}-i_qr；其中，所述转矩电流指令i_{qr_ref}＝K·ω_g·T_{e_ref}，ω_g为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机输出轴的角速度，T_{e_ref}为转矩指令，K为修正系数。

进一步的，所述机侧交流电压误差为u_gq/X_m-i_dr，其中，u_gq为机侧电压的无功值，X_m为机侧电抗值，i_dr为励磁电流反馈。

进一步的，所述网侧与机侧功率误差为P_G-P，其中，P_G为网侧功率反馈，P为机侧功率反馈。

进一步的，所述直流支撑电容电压误差为其中，/>为直流支撑电容电压指令的平方，/>为直流支撑电容电压的平方。

进一步的，所述网侧电流误差包含网侧有功电流误差与网侧无功电流误差；所述网侧无功电流误差为0-i_gq，其中，i_gq为网侧无功电流反馈；所述网侧有功电流误差为Δi_{d_ref}+i_{d_ref}-i_gd，其中Δi_{d_ref}为网侧有功电流指令修正值，i_gd为网侧有功电流反馈，i_{d_ref}为网侧有功电流指令。

进一步的，所述网侧有功电流指令i_{d_ref}、网侧有功电流指令的修正值Δi_{d_ref}基于改进型自抗扰控制器算法模型的计算方法分别为：

i_{d_ref}＝[(u² _{dc_ref}-u² _dc)·k_L1-δ₁]/b_L1，

Δi_{d_ref}＝[(P_G-P)·k_L2-δ₂]/b_L2。

进一步的，基于直流支撑电容电压与改进型自抗扰控制器算法模型计算获得直流支撑电容的电流反馈值i_dc与机侧有功电流指令修正值Δi_{qr_ref}，计算方法为：

Δi_{qr_ref}＝[(a-i_dc)·k_L5-δ₅]/b_L5，

式中C_dc为直流支撑电容的电容值，a为直流支撑电容电流的指令设定常数值，可将a设为0，表示无电流波动。通过改进型自抗扰控制算法计算得出机侧q轴有功电流指令Δi_{qr_ref}；其中，为直流支撑电容电压指令的平方，/>为直流支撑电容电压的平方。其中，直流支撑电容电流指令值由/>得出。

进一步的，机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d的计算方法如下：

其中，为励磁解耦项，i_{dr_ref}为励磁电流指令，K_Lr为解耦系数，l_m与l_s分别为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机的漏感与励磁电感，u_gq为机侧电压的无功值；i_{qr_ref}·K_Lr·(ω_g-ω_r)为转矩解耦项。

进一步的，网侧调制波d轴分量v_d与网侧调制波q轴分量v_q的计算方法如下：

其中，L为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机的电感，v_gd为网侧有功电压，i_{d_ref}ω_gL为无功解耦项，v_gq为网侧无功电压。

进一步的，所述网侧电流误差包含网侧有功电流误差Δi_{d_ref}+i_{d_ref}-i_gd与网侧无功电流误差-i_gq，其中，i_gd为网侧有功电流反馈，i_gq为网侧无功电流反馈；所述网侧有功电流误差通过改进型自抗扰控制算法计算得出的值减去无功解耦合项、并与网侧有功电压相加后得出网侧调制波的有功分量；网侧无功电流误差-i_gq通过改进型自抗扰控制算法计算得出的值与有功解耦合项、网侧无功电压相加后得出网侧调制波的无功分量。

通过研究发现，飞轮储能并网***动态响应速度慢的重要原因之一是由于机侧与网侧功率不平衡引起的，而功率不平衡直接体现在机侧与网侧的功率误差，间接体现在直流支撑电容电流波动上，如果平衡的话，电容电流应该是0。而在机侧与网侧功率不平衡时，动态调节最快的方法是同时改变机侧有功电流，网侧有功电流。本发明针对飞轮储能并网***提供了一种快速动态响应的控制策略，通过使用改进型非线性自抗扰控制器代替传统控制策略中的线性PI控制器，添加新的机侧功率、网侧功率控制环节，协同调节电容电压、电容电流与机侧、网侧功率差以改变机侧有功电流，网侧有功电流，因此使得机侧与网侧功率快速平衡，加快***动态响应速度，其在频繁充电、放电模式切换以及功率指令变化的情况下能够快速实现输出指令功率，进入稳定状态，具备优良的抗扰性和动态性能，有效地提高了飞轮储能并网***的动态性能，能够及时、迅速地响应电网需求与储能装置的需求，并且所述方法的实现原理简单易行，具有实际的工程应用意义。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图；

图1为实施例中基于改进型自抗扰控制器的飞轮储能并网***控制策略图。

图2为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC算法框图。

图3为实施例中飞轮储能并网***结构。

图4为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC2的算法框图。

图5为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC1的算法框图。

图6为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC5的算法框图。

图7为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC3的算法框图。

图8为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC4的算法框图。

图9为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC6的算法框图。

图10为实施例中改进型自抗扰控制器IADRC7的算法框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1、图3所示，飞轮储能并网***包含飞轮部分1、永磁同步电机部分2、机侧变换器部分3、直流支撑电容部分C_dc、网侧变换器部分4、网侧滤波器部分Lf、Cf以及电网部分。机侧变换器部分3与网侧变换器部分4皆采用三相、六开关的拓扑结构。在飞轮部分带动永磁同步电机转动发电，并通过光电编码器获取飞轮的转速、永磁同步电机角频率ω_r等情况；基于锁相环获取角频率ω_g参数信息。通过对机侧变换器部分3与网侧变换器部分4的开关根据实际变化情况及时做出准确的控制，即可使得飞轮储能并网***提升其动态性能。本实施例中，相应的控制逻辑基于改进型自抗扰控制器。

本实施例提供的基于改进型自抗扰控制器的飞轮储能并网***控制方法，包含以下步骤：

A、构建改进型自抗扰控制器IADRC，包含改进型观测器IESO；所述改进型自抗扰控制器包含算法模型：其中k_Lx为所述改进型自抗扰控制器的增益，b_Lx为补偿因子，u为变量反馈，u^*为变量指令，变量反馈u，变量指令u^*跟随对应传递的参数而定；y为改进型自抗扰控制器算法模型的输出；δ_x为所述改进型观测器IESO的输出，且所述改进型观测器IESO包含如下关系：

δ_x＝x₃-(x₃-u)/l₄ω₃

其中，l₁，l₂，l₃，l₄为改进型观测器IESO的比例系数，ω₀，ω₁，ω₂，ω₃为改进型观测器IESO的增益，用于将误差(y-x₂)，(x₃-x₁)，(x₂-u)，(x₃-u)成比例放大；在图1中，分别用IADRC1～IADRC7指代不同的改进型自抗扰控制器，其具有相同的算法模型(参见图2所示)，但在具体的参数设计上存在细微差异。另，为方便表述，用Σ₁、Σ₂、Σ₃、Σ₄分别指代上述δ_x对应的四个等式关系。

由于所提出的改进型观测器IESO使用多个逻辑处理环节，形成了多级观测结构，以对***所受的扰动进行观测与逐级逻辑处理，逐级消减扰动的估计误差，降低观测残余误差，实现了补偿值δ的准确输出，避免了过补偿或欠补偿的情况发生，从而能够加快***的动态响应与平衡；

B、分别获取机侧转矩误差、机侧交流电压误差、直流支撑电容电压误差、网侧电流误差、网侧与机侧功率误差，并基于所述改进型自抗扰控制器算法计算获得机侧调制波q轴分量、机侧调制波d轴分量、网侧调制波d轴分量与网侧调制波q轴分量；

C、将机侧调制波q轴分量、机侧调制波d轴分量、网侧调制波d轴分量与网侧调制波q轴分量形成机侧变换器、网侧变换器的控制信号，具体的，所述机侧调制波与网侧调制波以空间矢量调制(SVPWM)的方式经由FPGA微处理器运算，后分别向机侧变换器与网侧变换器发出脉冲信号，从而实现飞轮储能并网***的动态响应控制。

如图1所示，所述机侧转矩误差为转矩电流指令i_{qr_ref}与转矩电流反馈i_qr的误差值：i_{qr_ref}-i_qr；其中，所述转矩电流指令i_{qr_ref}＝K·ω_g·T_{e_ref}，ω_g为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机输出轴的角速度，T_{e_ref}为转矩指令，K为修正系数，K*ω_g*T_{e_ref}-i_qr通过改进型自抗扰控制器IADRC1的算法计算后的值与励磁解耦项相加得出机侧调制波的q轴分量。其中，励磁解耦项为：励磁解耦项中，i_{dr_ref}为励磁电流指令，K_lr为解耦系数，l_m与l_s分别为电机的漏感与励磁电感。

所述机侧交流电压误差为u_gq/X_m-i_dr，其中，u_gq为机侧电压的无功值，X_m为机侧电抗值，i_dr为励磁电流反馈；u_gq/X_m-i_dr经过改进型自抗扰控制器IADRC2算法处理后得出的值减去转矩解耦项i_{q_ref}K_lr(ω_g-ω_r)后得出机侧调制波的无功直流分量。

所述网侧与机侧功率误差为P_G-P，其中，P_G为网侧功率反馈，P为机侧功率反馈；所述网侧与机侧功率误差经过改进型自抗扰控制器IADRC6的算法计算后得出网侧有功电流指令的修正值Δi_{d_ref}。

所述直流支撑电容电压误差为通过改进型自抗扰控制算法计算得出网侧有功电流指令i_{d_ref}；其中，/>为直流支撑电容电压指令的平方，/>为直流支撑电容电压的平方。

所述网侧电流误差包含网侧有功电流误差Δi_{d_ref}+i_{d_ref}-i_gd与网侧无功电流误差i_{q_ref}-i_gq，其中，i_gd为网侧有功电流反馈，i_gq为网侧无功电流反馈,i_{q_ref}设置为0，则网侧无功电流误差为-i_gq；所述网侧有功电流误差通过改进型自抗扰控制器IADRC3的算法计算得出的值减去无功解耦合项I_{q_ref}ω_gL、并与网侧有功电压U_gd相加后得出网侧调制波的有功分量；网侧无功电流误差-i_gq通过改进型自抗扰控制器IADRC4算法计算得出的值与有功解耦合项I_{d_ref}ω_gL、网侧无功电压无功值U_gq相加后得出网侧调制波的无功分量。

所述网侧有功电流指令i_{d_ref}、网侧有功电流指令的修正值Δi_{d_ref}基于改进型自抗扰控制器IADRC5、IADRC6算法模型的计算方法分别为：

i_{d_ref}＝[(u² _{dc_ref}-u² _dc)·k_L1-δ₁]/b_L1，

Δi_{d_ref}＝[(P_G-P)·k_L2-δ₂]/b_L2。

基于直流支撑电容电压与改进型自抗扰控制器算法模型计算获得直流支撑电容的电流反馈值i_dc与机侧有功电流指令修正值Δi_{qr_ref}，计算方法为：

Δi_{qr_ref}＝[(a-i_dc)·k_L5-δ₅]/b_L5，

式中C_dc为直流支撑电容的电容值，a为直流支撑电容电流的指令设定常数值。

机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d的计算方法如下：

其中，为励磁解耦项，i_{dr_ref}为励磁电流指令，K_Lr为解耦系数，l_m与l_s分别为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机的漏感与励磁电感，u_gq为机侧电压的无功值；i_{qr_ref}·K_Lr·(ω_g-ω_r)为转矩解耦项。

机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d的计算方法如下：

其中，为励磁解耦项，i_{dr_ref}为励磁电流指令，K_Lr为解耦系数，l_m与l_s分别为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机的漏感与励磁电感，u_gq为机侧电压的无功值；i_{qr_ref}·K_Lr·(ω_g-ω_r)为转矩解耦项。

网侧调制波d轴分量v_d与网侧调制波q轴分量v_q的计算方法如下：

其中，L为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机的电感，v_gd为网侧有功电压，i_{d_ref}ω_gL为无功解耦项，v_gq为网侧无功电压。

控制坐标变换1～2：

机侧调制波u_d与u_q，通过如下的坐标变换转化为u_α和u_β，以空间矢量调制(SVPWM)的方式向机侧变换器发出脉冲信号。

控制坐标变换3～4：

网侧调制波v_d与v_q，通过如下的坐标变换转化为v_α和v_β，以空间矢量调制(SVPWM)的方式向机侧变换器发出脉冲信号。

电路坐标变换1：机侧三相电流i_{r_a}，i_{r_b}，i_{r_c}通过坐标变换转换为i_dr，i_qr：

电路坐标变换2：网侧三相电压v_gd，v_gq通过坐标变换转换为v_{g_a}，v_{g_b}，v_{g_c}：

包含机侧转矩误差、机侧交流电压误差、直流支撑电容电压误差、网侧电流误差、网侧与机侧功率误差在内的相关运算，可在DSP微处理器中执行，运算得出相应的调制信号传递至FPGA，最后FPGA向网侧、机侧三相桥臂开关管发出脉冲，从而对飞轮储能并网***做出实际的平衡控制。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (1)

1.基于改进型自抗扰控制器的飞轮储能并网***控制方法，其特征在于：包含以下步骤：

A、构建改进型自抗扰控制器，包含改进型观测器IESO；所述改进型自抗扰控制器包含算法模型：y＝[(u^*-u)*k_Lx-δ_x]/b_Lx，其中k_Lx为所述改进型自抗扰控制器的增益，b_Lx为补偿因子，u为变量反馈，u^*为变量指令，y为改进型自抗扰控制器算法模型的输出；δ_x为所述改进型观测器IESO的输出，且所述改进型观测器IESO包含如下关系：

δ_x＝x₃-(x₃-u)/l₄ω₃

其中，l₁，l₂，l₃，l₄为比例系数，ω₀，ω₁，ω₂，ω₃为改进型观测器IESO的增益；

B、获取机侧转矩误差、机侧交流电压误差、直流支撑电容电压误差、网侧电流误差、网侧与机侧功率误差，并分别结合所述改进型自抗扰控制器算法模型计算获得机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d、网侧调制波d轴分量v_d与网侧调制波q轴分量v_q；

C、将机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d、网侧调制波d轴分量v_d与网侧调制波q轴分量v_q形成机侧变换器、网侧变换器的控制信号，以通过机侧端与网侧端的协同控制实现飞轮储能并网***的快速动态响应调节；

所述机侧转矩误差为转矩电流指令i_{qr_ref}与转矩电流反馈i_qr的误差值：i_{qr_ref}-i_qr；其中，所述转矩电流指令i_{qr_ref}＝K·ω_g·T_{e_ref}，ω_g为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机输出轴的角速度，T_{e_ref}为转矩指令，K为修正系数；

所述机侧交流电压误差为u_gq/X_m-i_dr，其中，u_gq为机侧电压的无功值，X_m为机侧电抗值，i_dr为励磁电流反馈；

所述直流支撑电容电压误差为其中，/>为直流支撑电容电压指令的平方，/>为直流支撑电容电压的平方；

所述网侧电流误差包含网侧有功电流误差与网侧无功电流误差；所述网侧无功电流误差为0-i_gq，其中，i_gq为网侧无功电流反馈；所述网侧有功电流误差为Δi_{d_ref}+i_{d_ref}-i_gd，其中Δi_{d_ref}为网侧有功电流指令修正值，i_gd为网侧有功电流反馈，i_{d_ref}为网侧有功电流指令；

所述网侧有功电流指令i_{d_ref}、网侧有功电流指令的修正值Δi_{d_ref}基于改进型自抗扰控制器算法模型的计算方法分别为：

i_{d_ref}＝[(u² _{dc_ref}-u² _dc)·k_L1-δ₁]/b_L1，

Δi_{d_ref}＝[(P_G-P)·k_L2-δ₂]/b_L2；

其中，P_G为网侧功率反馈，P为机侧功率反馈；

基于直流支撑电容电压与改进型自抗扰控制器算法模型计算获得直流支撑电容的电流反馈值i_dc与机侧有功电流指令修正值Δi_{qr_ref}，计算方法为：

Δi_{qr_ref}＝[(a-i_dc)·k_L5-δ₅]/b_L5，

式中C_dc为直流支撑电容的电容值，a为直流支撑电容电流的指令设定常数值；

机侧调制波q轴分量u_q、机侧调制波d轴分量u_d的计算方法如下：

u_d＝[(i_{dr_ref}-i_dr)·k_L6-δ₆]/b_L6-i_{qr_ref}·K_Lr·(ω_g-ω_r)；

其中，为励磁解耦项，i_{dr_ref}为励磁电流指令，K_Lr为解耦系数，l_m与l_s分别为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机的漏感与励磁电感，u_gq为机侧电压的无功值；i_{qr_ref}·K_Lr·(ω_g-ω_r)为转矩解耦项；

网侧调制波d轴分量v_d与网侧调制波q轴分量v_q的计算方法如下：

v_d＝-[(Δi_{d_ref}+i_{d_ref}-i_gd)·k_L3-δ₃]/b_L3-i_{q_ref}ω_gL+v_gd，

v_q＝-[(0-i_gq)·k_L4-δ₄]/b_L4+i_{d_ref}ω_gL+v_gq，

其中，L为飞轮储能并网***中飞轮驱动电机的电感，v_gd为网侧有功电压，i_{d_ref}ω_gL为无功解耦项，v_gq为网侧无功电压。