CN115995813B - 一种基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略，主要包括无源阻尼电路模块和引入有源阻尼控制的电压电流双闭环控制模块，所述无源阻尼电路包括并联电容和阻尼电阻，其中阻尼电阻与滤波电容串联后与并联电容并联，在电压电流双闭环模块中引入有源阻尼控制，无源阻尼电路与引入有源阻尼控制的电压电流双闭环控制共同构成了混合阻尼控制，提高电路的阻尼，抑制并网逆变器振荡，从而保证***的稳定性。

Description

一种基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略
技术领域
本发明涉及新能源并网逆变器领域，特别是一种基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略。
背景技术
在双碳背景下，大量新能源通过并网逆变器接入到电网，由于线路阻抗的存在，***运行过程中的电网阻抗不可忽视，呈现为弱感性。但电网阻抗往往会随着变压器的漏抗和输电线路的长短而发生变化。此时，由于逆变器和配电网之间存在动态交互作用，可能导致***中出现一系列的谐波及振荡问题，危害***的稳定性。当并联接入公共耦合点的并网逆变器的台数增加时，每台逆变器的控制环路叠加后再与电网阻抗相作用，可能会让并网逆变器和电网之间的振荡更加严重，破坏电网运行的稳定性。
发明内容
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：
一种基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略，其特征在于，包括以下步骤：
在无源阻尼控制模块中，通过向滤波电路引入实际阻尼的方式抑制并网逆变器振荡，实际阻尼为滤波电容Cf串联阻尼电阻Rd后与并联电容Cd并联，其中，阻尼电阻Rd的取值范围为220<Rd<300，并联电容Cd的取值范围为5×10-8<Cd<5×10-6；
在下垂控制模块中，检测在加入无源阻尼控制模块后并网逆变器的abc三相输出电压uoa、uob和uoc及abc三相输出电流ioa、iob和ioc，经过派克变换得到dq坐标系对应的输出电压uod和uoq及输出电流iod和ioq，其表达式为：
Figure GDA0004277686770000021
式中，ω为角频率；
再通过功率计算单元得到有功功率P和无功功率Q，其中功率计算单元的表达式为：
Figure GDA0004277686770000022
式中，p为瞬时有功功率，q为瞬时无功功率，s为拉普拉斯算子；
将有功功率P和有功/电压下垂控制系数n相乘得到输出电压过渡值un，参考输出电压u*和输出电压过渡值un相减得到输出电压幅值u，同时将无功功率Q和无功/频率下垂控制系数m相乘得到角频率过渡值ωm，角频率参考值ω*和角频率过渡值ωm相加得到角频率ω，角频率ω和积分环节1/s相乘得到相角
Figure GDA0004277686770000024
，输出电压幅值u和相角/>
Figure GDA0004277686770000025
经过电压合成单元得到abc三相电压参考值urefa、urefb和urefc，其中电压合成单的表达式为：
Figure GDA0004277686770000023
再将得到的abc三相电压参考值urefa、urefb和urefc进行派克变换得到dq坐标系对应的电压参考值urefd和urefq，其表达式为：
Figure GDA0004277686770000031
在引入有源阻尼控制的电压电流双闭环控制模块中，因d轴与q轴控制方式是相同的，所以本发明以d轴为例，将d轴电压参考值urefd与d轴输出电压uod的差值输入电压环PI控制器Gu(s)，将输出结果与d轴输出电流iod和前馈增益H的乘积相加，再与q轴电压耦合项uoqωCf相减，得到d轴电流参考值irefd，将其与经过有源阻尼反馈系数K的d轴电感电流ifd相减，再与d轴电感电流ifd相减，得到的结果经过电流环P控制器Gi(s)后得到d轴控制电压utd，d轴控制电压utd与q轴电流耦合项ioqωLf相减，再与d轴输出电压uod相加得到d轴驱动电压usd，d轴驱动电压usd与三角载波比较得到调制信号，主电路在调制信号的作用下产生电压，经过滤波电感Lf、滤波电阻Rf以及滤波电容Cf、阻尼电阻Rd、并联电容Cd后，得到d轴输出电压uod，其中有源阻尼反馈系数K的取值范围为30<K<60。
与现有技术相比，本方案的原理和优点如下：
本发明公开了一种基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略，主要包括无源阻尼电路模块和引入有源阻尼控制的电压电流双闭环控制模块，所述无源阻尼电路包括并联电容和阻尼电阻，其中阻尼电阻与滤波电容串联后与并联电容并联，在电压电流双闭环模块中引入有源阻尼控制，无源阻尼电路与引入有源阻尼控制的电压电流双闭环控制共同构成了混合阻尼控制，提高电路的阻尼，抑制并网逆变器振荡，从而保证***的稳定性。
附图说明
图1为本发明实施例中并网逆变器拓扑结构及混合阻尼控制策略图；
图2为本发明实施例中传统控制策略的有功功率波形图；
图3为本发明实施例中传统控制策略的无功功率波形图；
图4为本发明实施例中传统控制策略中公共耦合点电压波形图；
图5为本发明实施例中传统控制策略中公共耦合点电压的FFT分析；
图6为本发明实施例中混合阻尼控制策略的有功功率波形图；
图7为本发明实施例中混合阻尼控制策略的无功功率波形图；
图8为本发明实施例中混合阻尼控制策略中公共耦合点电压波形图；
图9为本发明实施例中混合阻尼控制策略中公共耦合点电压的FFT分析。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明作进一步说明：
图1为并网逆变器拓扑结构及混合阻尼控制策略图，包括以下步骤：
在无源阻尼控制模块中，通过向滤波电路引入实际阻尼的方式抑制并网逆变器振荡，实际阻尼为滤波电容Cf串联阻尼电阻Rd后与并联电容Cd并联，其中，阻尼电阻Rd的取值范围为220<Rd<300，并联电容Cd的取值范围为5×10-8<Cd<5×10-6；
在下垂控制模块中，检测在加入无源阻尼控制模块后并网逆变器的abc三相输出电压uoa、uob和uoc及abc三相输出电流ioa、iob和ioc，经过派克变换得到dq坐标系对应的输出电压uod和uoq及输出电流iod和ioq，其表达式为：
Figure GDA0004277686770000041
式中，ω为角频率；
再通过功率计算单元得到有功功率P和无功功率Q，其中功率计算单元的表达式为：
Figure GDA0004277686770000042
式中，p为瞬时有功功率，q为瞬时无功功率，s为拉普拉斯算子；
将有功功率P和有功/电压下垂控制系数n相乘得到输出电压过渡值un，参考输出电压u*和输出电压过渡值un相减得到输出电压幅值u，同时将无功功率Q和无功/频率下垂控制系数m相乘得到角频率过渡值ωm，角频率参考值ω*和角频率过渡值ωm相加得到角频率ω，角频率ω和积分环节1/s相乘得到相角
Figure GDA0004277686770000051
输出电压幅值u和相角/>
Figure GDA0004277686770000052
经过电压合成单元得到abc三相电压参考值urefa、urefb和urefc，其中电压合成单的表达式为：
Figure GDA0004277686770000053
再将得到的abc三相电压参考值urefa、urefb和urefc进行派克变换得到dq坐标系对应的电压参考值urefd和urefq，其表达式为：
Figure GDA0004277686770000054
在引入有源阻尼控制的电压电流双闭环控制模块中，因d轴与q轴控制方式是相同的，所以本发明以d轴为例，将d轴电压参考值urefd与d轴输出电压uod的差值输入电压环PI控制器Gu(s)，将输出结果与d轴输出电流iod和前馈增益H的乘积相加，再与q轴电压耦合项uoqωCf相减，得到d轴电流参考值irefd，将其与经过有源阻尼反馈系数K的d轴电感电流ifd相减，再与d轴电感电流ifd相减，得到的结果经过电流环P控制器Gi(s)后得到d轴控制电压utd，d轴控制电压utd与q轴电流耦合项ioqωLf相减，再与d轴输出电压uod相加得到d轴驱动电压usd，d轴驱动电压usd与三角载波比较得到调制信号，主电路在调制信号的作用下产生电压，经过滤波电感Lf、滤波电阻Rf以及滤波电容Cf、阻尼电阻Rd、并联电容Cd后，得到d轴输出电压uod，其中有源阻尼反馈系数K的取值范围为30<K<60。
图2、图3和图4分别为传统控制策略下***的有功功率、无功功率、公共耦合点处电压波形图，无功/频率下垂系数m＝1×10-3，有功功率/电压下垂系数n＝2×10-4，线路阻抗Zl1＝0.18Ω，线路阻抗Zl2＝0.18Ω+8×10-4H，电网阻抗Zg＝0.00001Ω+8×10-4H，负载电阻Rp＝2Ω。在仿真过程中，可以发现有功功率、无功功率与公共耦合点电压波形图均振荡严重，***严重失稳。图5为对***公共耦合点处电压Upcc进行FFT分析的结果，可知THD＝2683.48％，远远高于畸变率5％，严重不符合预期。
图6、图7和图8分别为混合阻尼控制策略下***的有功功率、无功功率以及公共耦合点处电压波形图，电网阻抗Zg＝3Ω+0.03H，其余参数保持不变时，有功功率P＝3.46×104W，逐渐趋于均分且保持稳定；无功功率Q＝0var，均分且保持稳定；公共耦合点电压Upcc＝292V，频率f＝50Hz，满足条件且保持稳定。图9为混合阻尼控制策略中公共耦合点电压的FFT分析结果，由图9可知THD＝1.27％，低于畸变率5％，符合预期。
以上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略，其特征在于，包括以下步骤：
1)在无源阻尼控制模块中，通过向滤波电路引入实际阻尼的方式抑制并网逆变器振荡，实际阻尼为滤波电容Cf串联阻尼电阻Rd后与并联电容Cd并联；
2)在下垂控制模块中，检测在加入无源阻尼控制模块后并网逆变器的abc三相输出电压uoa、uob和uoc及abc三相输出电流ioa、iob和ioc，经过派克变换得到dq坐标系对应的输出电压uod和uoq及输出电流iod和ioq，其表达式为：
Figure FDA0004277686760000011
式中，ω为角频率；
3)再通过功率计算单元得到有功功率P和无功功率Q，其中功率计算单元的表达式为：
Figure FDA0004277686760000012
式中，p为瞬时有功功率，q为瞬时无功功率，s为拉普拉斯算子；
4)将有功功率P和有功/电压下垂控制系数n相乘得到输出电压过渡值un，参考输出电压u*和输出电压过渡值un相减得到输出电压幅值u，同时将无功功率Q和无功/频率下垂控制系数m相乘得到角频率过渡值ωm，角频率参考值ω*和角频率过渡值ωm相加得到角频率ω，角频率ω和积分环节1/s相乘得到相角
Figure FDA0004277686760000013
输出电压幅值u和相角/>
Figure FDA0004277686760000014
经过电压合成单元得到abc三相电压参考值urefa、urefb和urefc，其中电压合成单的表达式为：
Figure FDA0004277686760000021
5)再将得到的abc三相电压参考值urefa、urefb和urefc进行派克变换得到dq坐标系对应的电压参考值urefd和urefq，其表达式为：
Figure FDA0004277686760000022
6)在引入有源阻尼控制的电压电流双闭环控制模块中，将d轴电压参考值urefd与d轴输出电压uod的差值输入电压环PI控制器Gu(s)，将输出结果与d轴输出电流iod和前馈增益H的乘积相加，再与q轴电压耦合项uoqωCf相减，得到d轴电流参考值irefd，将其与经过有源阻尼反馈系数K的d轴电感电流ifd相减，再与d轴电感电流ifd相减，得到的结果经过电流环P控制器Gi(s)后得到d轴控制电压utd，d轴控制电压utd与q轴电流耦合项ioqωLf相减，再与d轴输出电压uod相加得到d轴驱动电压usd，d轴驱动电压usd与三角载波比较得到调制信号，主电路在调制信号的作用下产生电压，经过滤波电感Lf、滤波电阻Rf以及滤波电容Cf、阻尼电阻Rd、并联电容Cd后，得到d轴输出电压uod。
2.根据权利要求1所述的基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略，其特征在于，步骤1)中，阻尼电阻Rd的取值范围为220<Rd<300。
3.根据权利要求1所述的基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略，其特征在于，步骤1)中，并联电容Cd的取值范围为5×10-8<Cd<5×10-6。
4.根据权利要求1所述的基于混合阻尼的并网逆变器振荡抑制策略，其特征在于，步骤6)中，有源阻尼反馈系数K的取值范围为30<K<60。
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