CN110417055A - 一种抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法 - Google Patents
一种抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法，属于变流器控制技术领域；该方法包括以下步骤：建立光伏发电***，确定电网瞬时有功分量vα、iα和瞬时无功分量vβ、iβ，采用固定步长扰动观察法，实现光伏阵列的最大功率点跟踪，通过扰动观测器，经修正环节，确定扰动功率将两个PI控制器的输出信号分别作为前馈解耦控制器的输入来构建前馈解耦模型，基于电网电压vα、vβ，结合前馈解耦***的输出uP、uQ，得出电压控制信号eα和eβ，对电压控制信号eα和eβ进行αβ/abc变换，得到逆变器的SPWM控制信号ea,b,c，本发明在电压外环中引入前馈扰动量，采用简单的比例控制器，即可保证直流母线电压的零稳态误差跟踪；不需要获取电网电压的相位信息，也不需要进行同步旋转坐标变换，从而避免了因使用锁相环(PLL)而导致的稳定性问题。
Description
技术领域
本发明属于变流器控制技术领域，具体涉及一种抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法。
背景技术
随着风电、太阳能发电等可再生能源技术的快速发展，光伏并网逆变器控制已成为研究的热点。逆变器作为可再生能源与电网的接口装置，其控制性能直接影响并网电能质量与并网效率。
光伏逆变器处于并网运行状态，直流侧母线电压易受有功功率波动的影响。为了实现正弦逆变，直流母线电压必须控制在合理范围内并保持相对稳定。直流母线电压过高，会触发保护装置动作；过低将导致功率从电网侧流向直流侧，不能实现正弦逆变。可见，直流母线电压控制技术在保证电能质量和电网安全稳定运行方面，发挥着重要作用。目前，针对光伏并网逆变器的控制，一般采用电压外环、电流内环的双闭环结构。在双闭环结构中，外环通过PI调节器，对母线电压进行控制，内环则用于跟踪外环的输出电流指令。根据瞬时功率理论，电流与功率之间只差一个电压系数，从本质上讲，对并网电流的控制等同于对输出功率的控制。基于此，有学者借鉴电机驱动理论中直接转矩控制的基本思路，提出对逆变器或整流器进行直接功率控制的方法，该方法使用功率内环代替电流内环，具有功率因数高、结构简单等优点。
当光伏逆变***存在扰动，如光照强度发生变化时，为改善母线电压的控制性能，抑制其波动，学者提出在电压外环中应用前馈校正的方法，该方法需要增加额外的传感器来获取直流电源与负载的相关信息，增加了***设计及使用成本。随后，有学者提出一种基于扩张状态观测器的控制方法，该方法与传统方法相比，不需要对扰动电流进行直接测量，即可抑制外部扰动对***的影响，对不确定扰动和参数变化具有较强的鲁棒性。但是，该方法在内环回路中使用的是比例谐振控制器，需要先将功率参考量转换成相应的电流参考量，然后再对电流量进行控制，这就增加了***的运算负担。此外，还有学者针对交直流混合微网，提出基于非线性扰动观测器的控制策略，经实践证明，该观测器具有良好的动态品质。
发明内容
根据现有技术存在的问题，本发明公开了一种抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法，包括如下步骤：
S1:建立光伏发电***，所述光伏发电***包括光伏阵列、升压boost电路、逆变器、滤波电感、MPPT控制器、控制***和电网，所述光伏阵列和升压boost电路之间以及升压电路和逆变器之间通过电容连接；所述MPPT控制器的输入端与光伏阵列相连接，所述MPPT控制器的输出端与升压boost电路相连接；所述控制***的输入端与电网相连接，所述控制***的输出端与逆变器相连接；
S2:利用电压传感器检测光伏阵列的电压Upv、直流母线电压Udc和电网电压va,b,c，利用电流传感器检测光伏阵列的输出电流Ipv和网侧电流ia,b,c，分别对三相电压和三相电流进行abc/αβ变换，得到αβ轴上的瞬时有功分量vα、iα和瞬时无功分量vβ、iβ；
S3:采用固定步长扰动观察法、通过改变开关管的的占空比来改变光伏阵列的输出电压，并进行光伏阵列的最大功率点跟踪；
S4:根据瞬时有功分量vα、iα和瞬时无功分量vβ、iβ，计算并网有功功率Pg和并网无功功率Qg，基于直流母线电压的平方和并网有功功率Pg，通过非线性扰动观测器得到扰动功率将其与修正环节Gch(s)相乘后，得到修正后的扰动功率
S5:将直流母线电压检测值的平方与直流母线电压给定值的平方作差后，得到误差控制信号通过电压外环P调节器对误差信号edc进行闭环处理，将电压外环P调节器输出量与扰动功率相加，得到逆变器有功功率给定值
S6:将给定有功功率与输出有功功率Pg相减的差值、给定无功功率与输出无功功率Qg相减的差值信号分别作为内环有功PI控制器和内环无功PI控制器的输入，得到输出信号其中，设置并网逆变器输出的瞬时无功功率参考
S7:将上述内环有功PI控制器和内环无功PI控制器的输出信号分别作为前馈解耦控制器的输入信号来构建前馈解耦模型，基于电网电压vα、vβ，结合前馈解耦***的输出uP、uQ，得出电压控制信号eα和eβ；
S8:对电压控制信号eα和eβ进行αβ/abc变换，得到逆变器的SPWM控制信号ea、eb、ec。
进一步地，通过非线性扰动观测器得到扰动功率过程，包括以下步骤：
S4-1:直流母线电容C和Rl消耗的有功功率及并网有功功率Pg的动态方程为：
其中：C为直流母线电容，Udc为直流母线电压，Rl表示后级逆变器的损耗，Ps为流经升压电路的直流功率，Pg为并网有功功率，Qg为并网无功功率；
S4-2:将上式(1)改写成如下形式：
其中：x1和x2为状态变量，控制输入量为uP＝vαeα+vβeβ，Ps定义为扰动变量；
S4-3:估计外界扰动d(t)的非线性扰动观测器可用如下方程描述：
其中：z为非线性扰动观测器中间状态量，为扰动变量的估计值，非线性扰动观测器增益为l(x)＝[l1l2]，其中l1、l2表示非线性扰动观测器的增益，p(x)为需要设计的观测函数，可表示为：p(x)＝l1x1+l2x2；
S4-4:取观测器增益l1＞0，l2＝0，上式(3)可写为：
其中：为扰动变量Ps的估计值。
进一步地，所述扰动观测器观测值与真实值Ps之间存在如下关系：
其中：Tob为非线性扰动观测器的时间常数，其值等于C/2l1。
进一步地，有功功率给定值通过下式(6)计算：
其中：Kp为电压外环P调节器的增益，edc为误差控制信号，其值等于Gch(s)为观测误差修正环节的传递函数；
其中：Tch为微分时间常数。
进一步地，前馈解耦控制器的输入通过下式(8)计算：
其中：KP,p为有功功率内环PI调节器的比例增益，KP,i为有功功率内环PI调节器的积分增益，KQ,p为无功功率内环PI调节器的比例增益，KQ,i为无功功率内环PI调节器的积分增益，eP为有功功率调节误差、eQ为无功功率调节误差，通过下式(9)计算：
其中：为无功功率给定值，其值为0。
进一步地，所述前馈解耦控制器的输出信号uP、uQ通过下式(10)计算：
或表示为：
其中：ed、eq为逆变器输出电压在dq轴上的分量。
进一步地，控制信号eα、eβ通过下式(12)计算：
其中：uP、uQ为前馈解耦控制器的输出信号，vα、vβ为电网电压在αβ轴上的分量，Vg为三相平衡电网电压的幅值。
进一步地，SPWM控制信号ea，eb，ec通过下式(13)计算：
本发明所提供的抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法，通过采样获得直流母线电压和网侧功率，利用非线性扰动观测器，实现对干扰量的快速跟踪；本发明在电压外环中引入前馈扰动量，采用简单的比例控制器，即可保证直流母线电压的零稳态误差跟踪；本发明采用基于电网电压调制的直接功率控制方法，可对网侧功率进行实时控制，实现对直流源输入功率和交流输出功率的快速平衡,减小母线电压波动的幅度；本发明不需要获取电网电压的相位信息，也不需要进行同步旋转坐标变换，从而避免了因使用锁相环(PLL)而导致的稳定性问题。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为传统光伏并网逆变器控制方案原理图；
图2为本发明的结构示意图；
图3为本发明光伏并网逆变器控制方案原理图；
图4(a)为4s时，光照强度发生变化，光伏板输出功率波形图；
图4(b)为4s时，光照强度发生变化，光伏板输出电压波形图；
图4(c)为4s时，光照强度发生变化，光伏板输出电流波形图；
图5(a)为4s时，光照强度发生变化，采用传统控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；
图5(b)为4s时，光照强度发生变化，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；
图5(c)为4s时，光照强度发生变化，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图；
图6(a)为4s时，光照强度发生变化，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；
图6(b)为4s时，光照强度发生变化，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；
图6(c)为4s时，光照强度发生变化，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图；
图7(a)为4s时，光照强度发生变化，滤波电感由23mH变为18mH时，其他参数不变，采用传统控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；
图7(b)为4s时，光照强度发生变化，滤波电感由23mH变为18mH时，其他参数不变，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；
图7(c)为4s时，光照强度发生变化，滤波电感由23mH变为18mH时，其他参数不变，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图；
图8(a)为光伏板输出功率恒定，10s时，电网电压骤升10％，其他参数不变，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；
图8(b)为光伏板输出功率恒定，10s时，电网电压骤升10％，其他参数不变，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；
图8(c)为光伏板输出功率恒定，10s时，电网电压骤升10％，其他参数不变，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图。
具体实施方式
为了更具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法进行详细说明。
图1为传统光伏并网逆变器控制方案原理图,图2为本发明的结构示意图,图3为本发明光伏并网逆变器控制方案原理图；本发明抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法，包括如下步骤：
S1:建立光伏发电***，所述光伏发电***包括光伏阵列、升压boost电路、17kW的并网逆变器、滤波电感、MPPT控制器、控制***和电网，所述光伏阵列和升压boost电路之间以及以及升压电路和逆变器之间通过电容连接；所述MPPT控制器的输入端与光伏阵列相连接，所述MPPT控制器的输出端与升压boost电路相连接；所述控制***的输入端与电网相连接，所述控制***的输出端与逆变器相连接；光伏阵列参数设为Voc＝450V，Isc＝60A，最大功率点处Vmpp＝350V，Impp＝45A。
S2:利用霍尔电压传感器采集光伏阵列的输出电压Upv、直流母线电压Udc和电网的电压va,b,c，利用霍尔电流传感器采集光伏阵列的输出电流Ipv和网侧电流ia,b,c，对三相平衡电网电压、三相进行abc/αβ变换，得到αβ轴上的瞬时有功分量vα、iα和瞬时无功分量vβ、iβ；αβ坐标变换矩阵如下：
三相平衡电网电压在αβ坐标系下的表达式为：
其中：Vg为三相平衡电网电压的幅值，ω为电网电压的角频率；本实施方式中，三相平衡电网电压有效值为220V，ω＝2πf，f＝50Hz，Vg取179.6V。
S3:采用固定步长的扰动观察法对光伏阵列进行最大功率点跟踪，MPPT算法的采样周期Ta通过下式(3)计算：
其中：L0为升压电感值，C0表示boost电路的滤波电容值，RL为电感上的寄生电阻，k为电流变化率对电压变化率的比值，可假设在恒压源区，k＜＜-1，在恒流源区，k≈0；本实施方式中，L0为5mH，C0为550μF，RL为300Ω，k取0，扰动步长取5×10-4，采样周期为1.67×10-4s。
S4:通过下式计算瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q：
其中：iα和iβ为经坐标变换后的网侧电流。
忽略滤波电感的阻值，则可表示为：
其中：L为滤波电感值，eα，eβ为逆变器输出电压的αβ分量。
基于直流母线电压的平方和并网有功功率Pg，通过扰动观测器得到扰动功率将其与修正环节Gch(s)相乘后，得到修正后的扰动功率通过扰动观测器计算以下几个步骤：
S4-1:首先，母线电容C和Rl消耗的有功功率以及并网有功功率的动态方程为：
S4-2:其中：C为直流母线电容，Udc为直流母线电压，Rl表示后级逆变器的损耗，Ps为流经升压电路的直流功率，Pg为并网有功功率；本实施方式中，C取3300μF，Rl取1000Ω；
进而，将上式(6)写成如下形式：
其中：x1和x2为状态变量，uP为控制输入量，Ps为扰动量；本实施方式中，L取23mH。
S4-3:估计外界扰动d(t)的非线性扰动观测器可用如下方程描述：
其中：z为观测器的中间状态量，为扰动变量的估计值，观测器增益为l(x)＝[l1l2]，p(x)为需要设计的观测函数，可表示为：p(x)＝l1x1+l2x2；
S4-4:取观测器增益l1＞0，l2＝0，非线性扰动观测器的表达式(9)为：
其中：为扰动变量Ps的估计值。
进一步地，所述扰动观测器观测值与真实值Ps之间存在如下关系：
其中：Tob为非线性扰动观测器的时间常数，其值等于C/2l1。
S5:将直流母线电压检测值的平方与直流母线电压给定值的平方作差后，得到误差控制信号通过P调节器对误差信号edc进行闭环处理，将P调节器输出量与扰动功率相加，得到逆变器有功功率给定值有功功率给定值P*通过下式(11)计算：
其中：Kp为电压外环P调节器的增益，edc为误差控制信号，其值等于Gch(s)为观测误差修正环节的传递函数；本实施方式中，Kp取0.5，修正环节的传递函数Gch(s)＝0.05s+1。
所述Gch(s)通过下式(12)计算：
其中：KP,p、KP,i分别为有功功率内环PI调节器的比例和微分增益。
所述Gch(s)表达式可简化为：
其中：Tch为微分时间常数。
S6:将给定有功功率与输出有功功率Pg相减的差值、给定无功功率与输出无功功率Qg相减的差值信号分别作内环有功PI控制器和内环无功PI控制器的输入，得到输出信号其中，设置并网逆变器输出的瞬时无功功率参考
S7:将上述内环有功PI控制器和内环无功PI控制器的输出信号分别作为前馈解耦控制器的输入信号来构建前馈解耦模型，前馈解耦控制器的输入通过下式(14)计算：
其中：eP和eQ为功率调节误差，通过下式(15)计算：
其中：KP,p、KP,i、KQ,p、KQ,i和的取值分别为40、19893、40、19893和0。
S7:基于电网电压vα、vβ，结合前馈解耦***的输出uP、uQ，得出电压控制信号eα和eβ；前馈解耦控制器的输出uP、uQ通过下式(16)计算：
其中：为前馈解耦控制器的输入。
进一步地：前馈解耦控制器的输出uP、uQ还可表示为：
其中：ed、eq为逆变器输出电压在dq轴上的分量。
控制信号eα、eβ通过下式(18)计算：
其中：uP、uQ为前馈解耦控制器的输出，vα、vβ为电网电压在αβ轴上的分量。
S8:对电压控制信号uα和uβ进行αβ/abc变换，得到逆变器的SPWM信号，进而对并网逆变器中的开关器件进行控制，αβ/abc变换矩阵为Tabc/αβ的逆矩阵。
以下我们对采用本实施方式的光伏并网逆变器进行仿真。
图4(a)为4s时，光照强度发生变化，光伏板输出功率波形图；图4(b)为4s时，光照强度发生变化，光伏板输出电压波形图；图4(c)为4s时，光照强度发生变化，光伏板输出电流波形图；在4s时，光照强度发生变化，光伏板输出功率由8kW变为16kW；
图5(a)为4s时，光照强度发生变化，采用传统控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；图5(b)为4s时，光照强度发生变化，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；图5(c)为4s时，光照强度发生变化，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图；
图6(a)为4s时，光照强度发生变化，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；图6(b)为4s时，光照强度发生变化，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；图6(c)为4s时，光照强度发生变化，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图；
当光照强度发生变化，***存在阶跃扰动时，采用传统的电压、电流双闭环控制策略，母线电压波动范围大，与本实施方式相比，存在严重的超调，且收敛速度慢；采用本发明所提控制方法，母线电压存在约110V超调，仅经过0.8s就可以达到稳定状态。
图7(a)为4s时，光照强度发生变化，滤波电感由23mH变为18mH时，其他参数不变，采用传统控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；图7(b)为4s时，光照强度发生变化，滤波电感由23mH变为18mH时，其他参数不变，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；图7(c)为4s时，光照强度发生变化，滤波电感由23mH变为18mH时，其他参数不变，采用传统控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图；可以看出改变滤波电感值，其他参数保持不变，采用本发明所提控制方法，***的响应速度变慢，达到稳定状态所需的时间变长，但是整体性能没有发生显著变化。
图8(a)为光伏板输出功率恒定，10s时，电网电压骤升10％，其他参数不变，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器直流侧母线电压仿真波形图；图8(b)为光伏板输出功率恒定，10s时，电网电压骤升10％，其他参数不变，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网电压及电流仿真波形图；图8(c)为光伏板输出功率恒定，10s时，电网电压骤升10％，其他参数不变，采用本发明控制方法的光伏并网逆变器并网功率仿真波形图，可以看出，光伏板输出功率恒定，10s时电网电压骤升10％，其他参数不变，采用本发明所提控制方法，母线电压和有功功率存在微小的超调，待电网电压稳定后，***能够快速达到稳定状态。
综上所述，本实施方式无需获取电网的相位信息，也不需要进行同步旋转坐标变换，结构简单，动态响应性能优越；通过采样获得直流母线电压和网侧功率，利用非线性扰动观测器，可以实现对干扰量的快速跟踪，对于不确定扰动和参数变化具有较强的鲁棒性；采用基于电网电压调制的直接功率控制方法，可对网侧功率进行实时控制，实现对直流源输入功率和交流输出功率的快速平衡，有效抑制了直流母线电压的波动。
Claims (8)
1.一种抑制光伏并网逆变器直流侧母线电压波动的直接功率控制方法，其特征在于：包括如下步骤：
S1:建立光伏发电***，所述光伏发电***包括光伏阵列、升压boost电路、逆变器、滤波电感、MPPT控制器、控制***和电网，所述光伏阵列和升压boost电路之间以及升压电路和逆变器之间通过电容连接；所述MPPT控制器的输入端与光伏阵列相连接，所述MPPT控制器的输出端与升压boost电路相连接；所述控制***的输入端与电网相连接，所述控制***的输出端与逆变器相连接；
S2:利用电压传感器检测光伏阵列的电压Upv、直流母线电压Udc和电网电压va,b,c，利用电流传感器检测光伏阵列的输出电流Ipv和网侧电流ia,b,c，分别对三相电压和三相电流进行abc/αβ变换，得到αβ轴上的瞬时有功分量vα、iα和瞬时无功分量vβ、iβ；
S3:采用固定步长扰动观察法、通过改变开关管的的占空比来改变光伏阵列的输出电压，并进行光伏阵列的最大功率点跟踪；
S4:根据瞬时有功分量vα、iα和瞬时无功分量vβ、iβ，计算并网有功功率Pg和并网无功功率Qg，基于直流母线电压的平方和并网有功功率Pg，通过非线性扰动观测器得到扰动功率将其与修正环节Gch(s)相乘后，得到修正后的扰动功率
S5:将直流母线电压检测值的平方与直流母线电压给定值的平方作差后，得到误差控制信号通过电压外环P调节器对误差信号edc进行闭环处理，将电压外环P调节器输出量与扰动功率相加，得到逆变器有功功率给定值
S6:将给定有功功率与输出有功功率Pg相减的差值、给定无功功率与输出无功功率Qg相减的差值信号分别作为内环有功PI控制器和内环无功PI控制器的输入，得到输出信号其中，设置并网逆变器输出的瞬时无功功率参考
S7:将上述内环有功PI控制器和内环无功PI控制器的输出信号分别作为前馈解耦控制器的输入信号来构建前馈解耦模型，基于电网电压vα、vβ，结合前馈解耦***的输出uP、uQ，得出电压控制信号eα和eβ；
S8:对电压控制信号eα和eβ进行αβ/abc变换，得到逆变器的SPWM控制信号ea、eb、ec。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过非线性扰动观测器得到扰动功率过程，包括以下步骤：
S4-1:直流母线电容C和Rl消耗的有功功率及并网有功功率Pg的动态方程为：
其中：C为直流母线电容，Udc为直流母线电压，Rl表示后级逆变器的损耗，Ps为流经升压电路的直流功率，Pg为并网有功功率，Qg为并网无功功率；
S4-2:将上式(1)改写成如下形式：
其中：x1和x2为状态变量，控制输入量为uP＝vαeα+vβeβ，Ps定义为扰动变量；
S4-3:估计外界扰动d(t)的非线性扰动观测器可用如下方程描述：
其中：z为非线性扰动观测器中间状态量，为扰动变量的估计值，非线性扰动观测器增益为l(x)＝[l1 l2]，其中l1、l2表示非线性扰动观测器的增益，p(x)为需要设计的观测函数，可表示为：p(x)＝l1x1+l2x2；
S4-4:取观测器增益l1>0，l2＝0，上式(3)可写为：
其中：为扰动变量Ps的估计值。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扰动观测器观测值与真实值Ps之间存在如下关系：
其中：Tob为非线性扰动观测器的时间常数，其值等于C/2l1。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，有功功率给定值通过下式(6)计算：
其中：Kp为电压外环P调节器的增益，edc为误差控制信号，其值等于Gch(s)为观测误差修正环节的传递函数；
其中：Tch为微分时间常数。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，前馈解耦控制器的输入 通过下式(8)计算：
其中：KP,p为有功功率内环PI调节器的比例增益，KP,i为有功功率内环PI调节器的积分增益，KQ,p为无功功率内环PI调节器的比例增益，KQ,i为无功功率内环PI调节器的积分增益，eP为有功功率调节误差、eQ为无功功率调节误差，通过下式(9)计算：
其中：为无功功率给定值，其值为0。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述前馈解耦控制器的输出信号uP、uQ通过下式(10)计算：
或表示为：
其中：ed、eq为逆变器输出电压在dq轴上的分量。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，控制信号eα、eβ通过下式(12)计算：
其中：uP、uQ为前馈解耦控制器的输出信号，vα、vβ为电网电压在αβ轴上的分量，Vg为三相平衡电网电压的幅值。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，SPWM控制信号ea，eb，ec通过下式(13)计算：
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