CN1159589C - 电力***的交流信号测控装置 - Google Patents
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 73
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 22
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 15
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 6
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 6
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 4
- 230000008676 import Effects 0.000 claims description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 3
- 210000001367 artery Anatomy 0.000 claims 2
- 210000003462 vein Anatomy 0.000 claims 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract description 4
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 238000012428 routine sampling Methods 0.000 description 2
- 102100028043 Fibroblast growth factor 3 Human genes 0.000 description 1
- 102100024061 Integrator complex subunit 1 Human genes 0.000 description 1
- 101710092857 Integrator complex subunit 1 Proteins 0.000 description 1
- 108050002021 Integrator complex subunit 2 Proteins 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000005755 formation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Abstract
本发明的电力***的交流信号测控装置包括微处理器***，A/D转换器，自适应等间隔采样脉冲发生器，其中自适应等间隔采样脉冲发生器不论被测信号的频率如何变化，能自动跟踪并锁定被测信号的基波频率，并实现等间隔采样，本发明装置结构简单、成本低，应用本发明能大幅度提高电力***实时参数，特别是相角的测量精度。
Description
技术领域
本发明涉及电力***的交流信号测控装置。
背景技术
电力***的安全可靠运行及电能质量标准，都要求测量控制装置精确地测量电力***状态向量，包括电压、电流相量，其测量的精确程度不仅影响到功率计算、电能计量的精度，而且与***实时决策的准确性与可靠性密切相关。由于数字处理技术的发展，基于数字处理算法的交流采样测控装置已逐步取代采用直流变送器的测控装置。目前，交流采样应用最多的数字处理算法就是离散傅立叶变换算法。离散傅立叶变换算法可以同时获得被测相量的有效值与相角，因此，随着同步测量技术的发展，其应用日趋广泛。
但离散傅立叶变换算法的精度基于其每一个数据窗内的采样数据是否反映被测信号的一个完整周波(指基波，下同)，因此受被测信号频率(指基频，下同)漂移的影响较大。通常采样频率与被测信号额定频率成一定的倍数关系，因此，当被测信号频率与其额定频率发生偏移时，离散傅立叶变换算法的计算误差不容忽略，对基于其计算结果的控制准确度有严重影响。然而，电力***负荷变化的随机性决定了电力***的频率变化是不可避免的。
提高离散傅立叶变换算法精度的关键在于采样频率随输入信号频率的变化而变化，从而保证离散傅立叶变换算法的每一个采样数据窗都能反映被测信号的一个完整周波。目前电力***的交流信号测控装置具有A/D转换器、微处理器***，控制A/D转换器完成模数转换的采样脉冲一般由微处理器产生，其采样频率大部分是固定不变的，也有通过软件根据被测信号频率变化，由离散傅立叶变换算法所求得的电量误差来修正采样频率，这种方法不仅实现起来复杂度高，而且由于离散傅立叶变换算法所得电量的误差只是近似与频率偏移量成正比，因而仍存在修正误差。
发明内容
鉴于上述原因，本发明的目的旨在提供一种价格低廉、结构简单，能够有效地跟踪并锁定被测信号的基波频率，实现自适应等间隔采样、可靠控制A/D转换器完成模数转换，测量精度高的电力***的交流信号测控装置。
为达到上述目的，本发明采取的措施是在测控装置中设置自适应等间隔采样脉冲发生器，把每个完整周波的360°电角度按采样点数M等分，则不管被测信号的频率如何变化，只要每隔360°/M电角度采样一次，就能保证一个数据窗内的采样数据反映一个完整的周波，而且所有的采样点是等间隔的，从而实现采样频率能够自动跟踪被测信号频率变化的自适应等间隔采样。具体技术解决方案有二个：
方案一：发明提供的电力***的交流信号测控装置，包括微处理器***，A/D转换器，其特征是还设置了自适应等间隔采样脉冲发生器，该采样脉冲发生器包括：
信号迭加电路，将输入的三相交流模拟信号Va、Vb、Vc进行迭加；
隔直带通滤波器，与信号迭加电路输出端相连，用于滤除迭加信号中的直流成分和谐波分量；
整形电路，将来自隔直带通滤波器的交流信号的正负过零点检出，并进行倍频形成方波脉冲信号fi；
由锁相环和1/N分频器构成的锁相倍频器，将输入的fi方波脉冲信号N倍频，输出倍频脉冲信号fo；
计数器A，对锁相倍频器输出的脉冲信号fo计数；
单稳态电路，其输入端与计数器A的输出端相连，产生采样脉冲P1分二路输出，其一路用于计数器A复位，与计数器A的计数复位端相连，另一路用于启动A/D转换器，与A/D转换器的启动采样控制端相连。
通常，单稳态电路采用可重触发单稳态电路。
方案二：发明的电力***交流信号测控装置能同时对异地被测交流信号实现同步自适应等间隔采样，它包括微处理器***，A/D转换器，其特征是还设置了自适应等间隔采样脉冲发生器，该采样脉冲发生器包括：
信号迭加电路，将输入的三相交流模拟信号Va、Vb、Vc进行迭加；
隔直带通滤波器，与信号迭加电路输出端相连，用于滤除迭加信号中的直流成分和谐波分量；
整形电路，将来自隔直带通滤波器的交流信号的正负过零点检出，并进行倍频形成方波脉冲信号fi；
由锁相环和1/N分频器构成的锁相倍频器，将输入的fi方波脉冲信号N倍频，输出倍频脉冲信号fo；
第一计数器A，对锁相倍频器输出的脉冲信号fo计数；
单稳态电路，其输入端与第一计数器A的输出端相连，产生采样脉冲P1输入第二与门电路；
GPS接收器，提供与时钟同步的1PPS(脉冲/秒)信号和nKHZ脉冲信号(n为正整数)；
第二计数器B，对GPS接收器输出的nKHZ脉冲信号计数；
第二单稳态电路，输入1PPS(脉冲/秒)信号，输出整秒同步采样脉冲P2；
第三单稳态电路，其输入端与第二计数器B的输出端相连，输出周期数据同步窗采样脉冲P3；
上述的整秒同步采样脉冲P2和周期数据同步窗采样脉冲P3一方面分别送往微处理器的中断口，另一方面输入第一与门电路；第一与门电路的输出分二路，其一路输入第二与门电路，另一路用于第二计数器B复位，与第二计数器B的计数复位端相连，第二与门电路的输出分二路，其一路用于第一计数器A复位，与第一计数器A的计数复位端相连，另一路用于启动A/D转换器，与A/D转换器的启动采样控制端相连，GPS的通讯口线与微处理器相连。
通常，单稳态电路、第二单稳态电路和第三单稳态电路采用可重触发单稳态电路。
附图说明
以下结合附图对本发明作进一步详细描述。
图1是本发明方案一的原理框图；
图2是本发明方案二的原理框图；
图3是自适应等间隔采样脉冲发生器的一种电路实例；
图4是自适应等间隔采样脉冲发生器的另一种电路实例。
具体实施方式
参照附图1，发明的电力***交流信号测控装置包括微处理器***1，A/D转换器2，自适应等间隔采样脉冲发生器3，该采样脉冲发生器包括信号迭加电路4、隔直带通滤波器5、整形电路6、由锁相环7和1/N分频器8构成的锁相倍频器9、计数器A及可重触发单稳态电路10，输入的三相交流模拟信号va、vb、vc，经过信号迭加电路4形成一个复合模拟信号v1(＝k1va+k2vb-k3vc)，此信号经隔直带通滤波器5滤除直流成分和谐波分量后，获得一对称的基波交流信号并送往整形电路6，由整形电路正确检出来自隔直带通滤波器的基波交流信号的正负过零点并对其进行倍频，形成具有足够陡度和宽度的方波脉冲信号fi输给锁相倍频器9，锁相倍频器对输入信号fi进行N倍频，输出倍频脉冲信号fo，即：fo＝N·f1。由于锁相倍频器能够保证输出信号fo频率“跟随、锁定”在输入信号fi频率上，并与其成线性倍数关系，换句话说，在一个固定周波内，fo脉冲个数总是fi脉冲个数的N倍并保持固定不变，因此每一个fo输出脉冲都代表一个固定的电角度。计数器A是一可预置数自复归(计数值自动重载)计数器，它按照预先设定的计数值对锁相倍频器输出的fo脉冲进行计数，当计数到预置计数值时即输出一脉冲，此脉冲经可重触发单稳态电路10产生陡度和宽度都满足要求的采样脉冲p1(负脉冲)。p1脉冲一方面用于启动A/D转换器开始模数转换，与A/D转换器控制端STRT相连，另一方面用于复归计数器A，使其重新开始计数，如此周而复始，从而形成自动跟踪被测交流信号基波频率变化的自适应等间隔采样脉冲序列信号fsamp。
显然，由于锁相倍频器输出的信号“跟随、锁定”被测交流基波信号并与其成固定的倍频关系，因此，只要锁相倍频器的倍频系数N足够大(每个fo脉冲所代表的电角度足够小)，同时根据采样频率要求调整计数器A的预置计数值，则利用fo作为计数器A的输入计数脉冲，其计数精度就能得到保证。换句话说，计数器A输出的采样脉冲序列信号fsamp，能够在“跟随、锁定”被测交流信号基波频率的同时保证其等间隔性，因此利用该信号控制A/D转换器进行模数转换，能够保证每个采样数据窗内被测信号采样数据的完整性和等间隔性，从而实现了对被测信号的频率跟踪自适应等间隔采样。
图2是本发明的另一构成原理框图，与图1构成的区别在于引入了全球定位***GPS，从而能实现对异地被测交流信号的同步自适应等间隔采样，它包括微处理器***1，A/D转换器2，自适应等间隔采样脉冲发生器3，其中采样脉冲发生器包括信号迭加电路4，隔直带通滤波器5，整形电路6，由锁相环7和1/N分频器8构成的锁相倍频器9，第一计数器A，可重触发单稳态电路10，GPS接收器11，第二计数器B，第二可重触发单稳态电路12，第三可重触发单稳态电路13及第一与门电路14，第二与门电路15。输入的三相交流模拟信号va、vb、vc经信号迭加电路4迭加，又经隔直带通滤波器5滤除直流成分和谐波分量后送往整形电路6，整形电路输出的方波脉冲信号fi输给锁相倍频器9，由第一计数器A按照预先设定的计数值对锁相倍频器输出的fo脉冲进行计数，第一计数器A的输出经可重触发单稳态电路10产生采样脉冲p1输入第二与门电路15，GPS接收器11提供两路与时钟同步的标准脉冲信号：1pps(脉冲/秒)信号和10kHz(或其它nkHz)脉冲信号。1pps(脉冲/秒)信号经第二可重触发单稳态电路12后形成宽度和陡度都符合要求的“整秒同步”采样脉冲p2(负脉冲)；10kHz脉冲信号经计数值自动重载的第二计数器B分频计数，输入第三可重触发单稳态电路13，形成宽度和陡度都符合要求的“周期数据窗同步”采样脉冲p3(负脉冲)。整秒同步采样脉冲P2和周期数据窗同步采样脉冲P3一方面分别送往微处理器的中断口线INT1和INT2，以请求其响应中断并分别记录“整秒同步”和“周期数据窗同步”采样开始时刻，另一方面作为控制A/D转换器启动采样的两个采样脉冲信号源输入第一与门电路14，第一与门电路14的输出分二路，其一路输入第二与门电路15，另一种用于复归第二计数器B，第二与门电路15的输出，一方面用于复归第一计数器A，另一方面用于启动A/D转换器，与A/D转换器的控制端STRT相连，GPS的通讯口线TD、RD端分别与微处理器的RxD、TxD端相连，传送实时时钟信息给微处理器***。
工作时，由整秒同步采样脉冲p2保证全网的整秒同步采样；周期数据窗同步采样脉冲p3保证全网的周期数据窗同步采样；采样脉冲p1保证周期数据窗内的等间隔采样。这三个采样脉冲信号在任一时刻都只有一个发挥作用，而且其优先级为：p2高于p3高于p1。这一功能是通过两个与门14和15实现的：与门14对p2、p3实现逻辑“与”后的输出，一方面送往与门15进一步与p1相“与”以产生采样脉冲序列fsamp，另一方面送往第二计数器B的计数复位端RST，以实现对其预置计数值的重装载；与门15的输出fsamp实际上就是p1、p2、p3逻辑“与”后的输出，一方面控制A/D转换器完成对被测信号的模数转换，另一方面送往第一计数器A的计数复位端RST，以实现对其预置计数值的重装载。显然，由于产生p1的第一计数器A的计数复位端受与门15的输出负脉冲控制，因此其预置计数值可被p2、p3、p1脉冲中的任一个复归而重新装载开始计数；同样地，由于产生p3的第二计数器B的计数复位端受与门14的输出负脉冲控制，因此其预置计数值可被p2、p3脉冲中的任一个复归而重新装载开始计数。因此，本发明能够产生既同步于GPS标准时钟、同时又自动跟踪并锁定于被测交流信号基波频率上的频率跟踪自适应等间隔采样脉冲序列fsamp。
本发明不论采用图1所示方案1，还是图2所示方案2，利用自适应等间隔采样脉冲发生器输出的采样脉冲序列fsamp，控制A/D转换器完成对被测信号的频率跟踪自适应等间隔采样。A/D转换器每完成一次模数转换，就产生一个“采样结束”信号ENDS，该信号送入微处理器的某一中断口线(图中为INTO)并引起相应中断，请求读取采样数据；微处理器及时响应这一中断并读走A/D转换器中的采样数据进行处理、存盘等。A/D转换器的ENDS信号在微处理器读取数据后自动复归，为下一次的采样结束中断微处理器读取数据做好准备。如此周而复始，实现了对被测信号连续的频率跟踪自适应等间隔采样。
图3是关于本发明方案二的电力***交流信号测控装置中的自适应等间隔采样脉冲发生器的一种电路实例，此例中信号迭加电路由集成运算放大器芯片U7(可用LM741)及电阻R2、R5、R8、R9和R10构成，完成对被测交流信号va、vb、vc的信号迭加并输出vf至隔直带通滤波器进行隔直和带通滤波。隔直带通滤波器由R12、C1和C2、R13构成。其中整形电路由过零比较器、高速光耦、单稳态触发器及或门电路构成。过零比较器由集成运算放大器芯片U8(可用LM741)与调零电位器RV1构成，负责将隔直带通滤波器输出的对称基波信号转换成占空比为50％的矩形波信号，高速光耦芯片U10为带施密特触发器功能的6N137，其作用是对U8输出的矩形波进行模-数信号隔离与整形，单稳态触发器U11A和U11B由一片54HC123(或74HC123)及其辅助外接电阻、电容元件R3、C7和R4、C22(确定单稳态触发器的输出脉宽)组成，其作用是提取光耦芯片U10输出的矩形波信号的上升沿(由U11A和R3、C7完成)和下降沿(由U11B和R4、C22完成)并形成宽度和陡度均满足要求的两个正脉冲，这两个脉冲分别代表被测信号基波分量的正、负两个过零点，或门U9对U11A和U11B输出的两个正脉冲信号进行合成，从而获得与被测信号基波分量频率成倍频关系的方波脉冲信号fi，并进一步送往锁相倍频器进行锁相倍频处理。锁相倍频器由锁相环和1/N分频器构成，其中锁相环是由集成芯片U13(可用HC4046)及由电阻R6、R7，电容C24构成的低通滤波器和确定锁相环中心频率的电阻R1、电容C23组成；1/N分频器由三片4位可预置数增/减计数器U1、U2、U3(可用54HC191或74HC191)和1/2片单稳态触发器芯片U18A(可用1/2片54HC123或74HC123)等构成，U1、U2、U3按同步减计数器方式级联，它们的CLK端为计数脉冲输入端，并联后接锁相环芯片U13之管脚4输出的锁相倍频信号fo，LD端为计数复位端，并联后接单稳态触发器芯片U18A的负脉冲输出端，U/D端为增/减计数选择端，全部接电源VCC以选择减计数工作方式，低位芯片U1的计数使能端CE接地以保证其一直处于计数态，其进位输出端RC与U2的CE端相连，保证U2在U1有进位时才能计数；同样地，U2的RC端与U3的CE端相连，保证U3在U2有进位时才能计数；高位芯片U3的RC端所输出的信号，即为1/N分频器对输入信号fo的N分频输出，送往单稳态触发器U18A的负脉冲输入端A作脉宽处理，从而构成一个12位减计数器，单稳态触发器U18A的作用是为了控制反馈给1/N分频计数器之计数复位端的脉冲宽度，使之既不过宽而导致U1、U2、U3“漏计”或“吃掉”输入至其CLK端的计数脉冲fo，又不会因过窄而导致不能可靠复位U1、U2、U3使它们重新装载预置计数值。单稳态触发器U18A的正脉冲输出端即管脚13输出的脉冲信号，反馈至锁相环芯片HC4046的管脚3，锁相环就是利用该信号和另一个由管脚14输入的反映被测信号基波频率的信号(fi)进行相位比较并实现锁相的。此例可重触发单稳态电路，第二可重触发单稳态电路，第三可重触发单稳态电路分别采用54HC123，第一计数器A和第二计数器B分别用54HC191构成，图中P2、P3端接微处理器中断口，GPSTxD和GPSRxD端分别与微处理器的RxD、TxD端相连，fsamp端与A/D转换器的控制端相连。
图4是关于本发明方案一的电路实例，此例中的信号迭加电路、隔直带通滤波器、整形电路、锁相倍频器、计数器、可重触发单稳态电路与图3实例相同。
本发明构成简单，成本低，由于设置的自适应等间隔采样脉冲发生器能跟踪并锁定被测信号的基波频率，所以可以保证在信号基频变化情况下具有高的测量精度，附表1是本发明采样技术与常规采样技术对测量精度影响的仿真试验结果比较，从表中结果可以明显地看出，采用本发明技术可以大大提高对输入交流信号的测量精度，特别在相角测量方面，当被测信号频率变化较快时，采用常规采样技术所获得的结果已经失去意义，而采用本发明即使在输入模型信号的第5个周期频率变化较大的情况下，仍然保证了较高的采样精度。
由此可见，采用本发明的测量控制装置，可以大大提高电力***实时参数(特别是相角)的测量精度，而且引入GPS接收器还能实现电力***的全网同步实时测量。
附表1
Claims (8)
1.电力***的交流信号测控装置，包括微处理器***[1]，A/D转换器[2]，其特征是还设置了自适应等间隔采样脉冲发生器[3]，该采样脉冲发生器包括：
信号迭加电路[4]，将输入的三相交流模拟信号[Va、Vb、Vc]进行迭加；
隔直带通滤波器[5]，与信号迭加电路[4]输出端相连，用于滤除迭加信号中的直流成分和谐波分量；
整形电路[6]，将来自隔直带通滤波器[5]的交流信号的正负过零点检出，并进行倍频形成方波脉冲信号[fi]；
由锁相环[7]和1/N分频器[8]构成的锁相倍频器[9]，将输入的方波脉[fi]冲信号N倍频，输出倍频脉冲信号[fo]；
计数器[A]，对锁相倍频器[9]输出的脉冲信号[fo]计数；
单稳态电路[10]，其输入端与计数器[A]的输出端相连，产生采样脉冲[P1]分二路输出，其一路用于计数器[A]复位，与计数器[A]的计数复位端相连，另一路用于启动A/D转换器，与A/D转换器[2]的启动采样控制端相连。
2.按权利要求1所述的电力***的交流信号测控装置，其特征在于所说的单稳态电路[10]是可重触发单稳态电路。
3.按权利要求1所述的电力***的交流信号测控装置，其特征是所说的整形电路[6]由过零比较器、高速光耦、单稳态触发器及或门电路构成，其中过零比较器由集成运算放大芯片LM741与调零电位器[RV1]构成，高速光耦芯片[U10]是带施密特触发器功能的6N137，单稳态触发器[U11A和U11B]是由一片54HC123及相应的阻容元件组成。
4.按权利要求1所述的电力***的交流信号测控装置，其特征在于1/N分频器[8]由3片4位可预置数增/减计数器54HC191和1/2片单稳态触发器芯片54HC123构成。
5.电力***的交流信号测控装置，包括微处理器***[1]，A/D转换器[2]，其特征是还设置了自适应等间隔采样脉冲发生器[3]，该采样脉冲发生器包括：
信号迭加电路[4]，将输入的三相交流模拟信号[Va、Vb、Vc]进行迭加；
隔直带通滤波器[5]，与信号迭加电路[4]输出端相连，用于滤除迭加信号中的直流成分和谐波分量；
整形电路[6]，将来自隔直带通滤波器[5]的交流信号的正负过零点检出，并进行倍频形成方波脉冲信号[fi]；
由锁相环[7]和1/N分频器[8]构成的锁相倍频器[9]，将输入的方波脉[fi]冲信号N倍频，输出倍频脉冲信号[fo]；
第一计数器[A]，对锁相倍频器[9]输出的脉冲信号[fo]计数；
单稳态电路[10]，其输入端与第一计数器[A]的输出端相连，产生采样脉冲[P1]输入第二与门电路[15]；
GPS接收器[11]，提供与时钟同步的1PPS信号和nKHZ脉冲信号，n为正整数；
第二计数器[B]，对GPS接收器[11]输出的nKHZ脉冲信号计数；
第二单稳态电路[12]，输入1PPS信号，输出整秒同步采样脉冲[P2]；
第三单稳态电路[13]，其输入端与第二计数器[B]的输出端相连，输出周期数据窗同步采样脉冲[P3]；
上述的整秒同步采样脉冲[P2]和周期数据窗同步采样脉冲[P3]一方面分别送往微处理器[1]的中断口，另一方面输入第一与门电路[14]；第一与门电路[14]的输出分二路，其一路输入第二与门电路[15]，另一路用于第二计数器[B]复位，与第二计数器[B]的计数复位端相连，第二与门电路[15]的输出分二路，其一路用于第一计数器[A]复位，与第一计数器[A]的计数复位端相连，另一路用于启动A/D转换器，与A/D转换器[2]的启动采样控制端相连，GPS的通讯口线与微处理器相连。
6.按权利要求5所述的电力***的交流信号测控装置，其特征在于所说的单稳态电路[10]、第二单稳态电路[12]和第三单稳态电路[13]是可重触发单稳态电路。
7.按权利要求5所述的电力***的交流信号测控装置，其特征是所说的整形电路[6]由过零比较器、高速光耦、单稳态触发器及或门电路构成，其中过零比较器由集成运算放大芯片LM741与调零电位器[RV1]构成，高速光耦芯片[U10]是带施密特触发器功能的6N137，单稳态触发器[U11A和U11B]是由一片54HC123及相应的阻容元件组成。
8.按权利要求5所述的电力***的交流信号测控装置，其特征在于1/N分频器[8]由3片4位可预置数增/减计数器54HC191和1/2片单稳态触发器芯片54HC123构成。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB01119393XA CN1159589C (zh) | 2001-06-04 | 2001-06-04 | 电力***的交流信号测控装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB01119393XA CN1159589C (zh) | 2001-06-04 | 2001-06-04 | 电力***的交流信号测控装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1389736A CN1389736A (zh) | 2003-01-08 |
| CN1159589C true CN1159589C (zh) | 2004-07-28 |
Family
ID=4663626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB01119393XA Expired - Fee Related CN1159589C (zh) | 2001-06-04 | 2001-06-04 | 电力***的交流信号测控装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN1159589C (zh) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101026781B (zh) * | 2007-01-23 | 2010-12-08 | 宁波大学 | 一种准全同步高精度快速频率测量装置及测量方法 |
| DE102010041495A1 (de) * | 2010-09-28 | 2012-03-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Schutzschaltgerät mit digitaler Datenverarbeitungseinrichtung |
| CN102590606A (zh) * | 2012-02-28 | 2012-07-18 | 保定浪拜迪电气股份有限公司 | 不同频率信号等间隔采样电路及采样方法 |
| CN103178845A (zh) * | 2013-03-04 | 2013-06-26 | 安徽省电力公司宣城供电公司 | 锁相环及电压相位和频率的测量方法 |
| CN104155596B (zh) * | 2014-08-12 | 2017-01-18 | 北京航空航天大学 | 一种基于随机森林的模拟电路故障诊断*** |
| CN108303582A (zh) * | 2018-03-12 | 2018-07-20 | 吉林特纳普节能技术有限公司 | 一种超低功耗高精度交流电压过零点检测电路及方法 |
| CN109120267A (zh) * | 2018-10-25 | 2019-01-01 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 一种电力信号同步采样***及方法 |
| CN109358228B (zh) * | 2018-11-09 | 2020-12-15 | 哈工大（张家口）工业技术研究院 | 基于双增强型锁相环的电网电压正负序分量实时估计方法 |
| CN110542792A (zh) * | 2019-09-16 | 2019-12-06 | 南京海兴电网技术有限公司 | 一种高精度频率测量电路 |
| CN110579667A (zh) * | 2019-10-22 | 2019-12-17 | 李玉玲 | 一种电力***分析方法 |
| CN113098447A (zh) * | 2021-03-25 | 2021-07-09 | 厦门市必易微电子技术有限公司 | 占空比采样电路、占空比采样方法以及led驱动电路 |
| CN115902681A (zh) * | 2023-02-22 | 2023-04-04 | 江西省中碳数字能源技术有限公司 | 三相变频电源转换效率测试*** |
-
2001
- 2001-06-04 CN CNB01119393XA patent/CN1159589C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1389736A (zh) | 2003-01-08 |
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|---|---|---|---|
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C19 | Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |