CN115580517B - 一种毫米波***相位噪声的补偿方法、装置、设备及介质 - Google Patents

一种毫米波***相位噪声的补偿方法、装置、设备及介质 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种毫米波***相位噪声的补偿方法、装置、设备及介质，属于无线通信技术领域。方法包括：基于FBMC‑OQAM***，设计一种连插式导频结构以减小导频符号所受到的相邻符号的干扰；计算每个子载波上的导频符号的补偿因子；衡量每个子载波导频所受到的干扰的大小并依据此为每个子载波导频的补偿因子分配权重；综合所有子载波导频的补偿因子得到最终的相位噪声补偿结果。如此，本发明能够有效降低相位噪声对毫米波***的影响。

Description

一种毫米波***相位噪声的补偿方法、装置、设备及介质
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，更具体的，涉及一种毫米波***相位噪声的补偿方法、装置、设备及介质。
背景技术
毫米波通信技术是6G通信的关键之一。毫米波通信能够实现更低的时延、更高的通量，从而可以支撑规模更大、计算量更多、协同性更高的诸多应用场景，因此毫米波通信是一个非常值得关注的技术要点。此外，FBMC-OQAM是一个非常具有潜力的波形调制方式。FBMC-OQAM***利用具有一定频率聚焦能力的原型滤波器，拥有更低的旁瓣和带外泄露以及更高的频谱利用率。在频谱资源有限的客观条件下，FBMC-OQAM通信***可以设置更大的子载波间隔，非常适合毫米波通信中高带宽、高速率的需求。由于上述优点，毫米波FBMC-OQAM在未来通信中展现出巨大的潜力。
尽管FBMC-OQAM通信***因其无需保护频带，可以设置更大的子载波间隔以削减相位噪声的影响，但在毫米波频段，相位噪声对通信***的恶化仍然十分明显。因此有必要对毫米波FBMC-OQAM通信***中的相位噪声补偿问题进行研究。
传统的基于导频的相位噪声补偿方法主要存在两个主要的问题：(1)使用频域间插式的导频结构，限制了安插导频子载波的灵活性。(2)没有考虑FBMC-OQAM***固有的干扰对相位噪声补偿估计的影响。
发明内容
针对现有技术的缺陷或改进需求，本发明提供了一种毫米波***相位噪声的补偿方法、装置、设备及介质，以降低相位噪声对毫米波***的影响，由此解决现有方法存在的问题。
为了实现上述目的，第一方面，本发明提供了一种毫米波***相位噪声的补偿方法，包括以下步骤：
S1，在发送端的若干子载波上***导频符号；
S2，计算每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子，其中，每个子载波在符号索引m0处的解调符号与补偿因子相乘后取实部的结果与相应导频符号相等；
S3，对各所述补偿因子取均值，计算每个补偿因子与所述均值的差值的绝对值，若各所述差值的绝对值之和小于预设阈值，则以所述均值作为最终的补偿因子；否则，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，并通过加权平均得到最终的补偿因子；
S4，利用所述最终的补偿因子对符号索引m0处的所有子载波上的解调符号进行补偿，得到最终的相位噪声补偿结果。
进一步地，所述S1中，采用频域连插式的导频结构，且所述导频结构满足：对任一个导频符号，其一级范围内左右两个导频符号相等，上下两个导频符号相反。
进一步地，所述S2中，通过以下方程组计算得到每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子：
其中，和/>分别表示第/>个子载波在符号索引m0处的解调符号和导频符号，/>表示导频符号/>的补偿因子，/>和I{}分别表示取实部和虚部。
进一步地，所述S3中，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，包括：
将各所述差值的绝对值进行归一化操作，再以归一化后的值作为各所述补偿因子的权重。
第二方面，本发明提供了一种毫米波***相位噪声的补偿装置，包括：
***模块，用于在发送端的若干子载波上***导频符号；
第一计算模块，用于计算每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子，其中，每个子载波在符号索引m0处的解调符号与补偿因子相乘后取实部的结果与相应导频符号相等；
第二计算模块，用于对各所述补偿因子取均值，计算每个补偿因子与所述均值的差值的绝对值，若各所述差值的绝对值之和小于预设阈值，则以所述均值作为最终的补偿因子；否则，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，并通过加权平均得到最终的补偿因子；
补偿模块，用于利用所述最终的补偿因子对符号索引m0处的所有子载波上的解调符号进行补偿，得到最终的相位噪声补偿结果。
进一步地，所述***模块，还用于采用频域连插式的导频结构，且所述导频结构满足：对任一个导频符号，其一级范围内左右两个导频符号相等，上下两个导频符号相反。
进一步地，所述第一计算模块，还用于通过以下方程组计算得到每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子：
其中，和/>分别表示第/>个子载波在符号索引m0处的解调符号和导频符号，/>表示导频符号/>的补偿因子，/>和I{}分别表示取实部和虚部。
进一步地，所述第二计算模块，还用于将各所述差值的绝对值进行归一化操作，再以归一化后的值作为各所述补偿因子的权重。
第三方面，本发明提供了一种电子设备，包括：
处理器；
存储器，其存储有计算机可执行程序，所述程序在被所述处理器执行时，使得所述处理器执行如第一方面所述的毫米波***相位噪声的补偿方法。
第四方面，本发明提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述程序被处理器执行时实现如第一方面所述的毫米波***相位噪声的补偿方法。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)本发明根据同一时刻不同子载波上的导频所受到的来自周围符号的干扰不同而相位噪声相同的特点，从补偿因子中提取导频符号受到的来自其他符号的干扰；并基于每个子载波受到的干扰的大小为其分配一个权值，依据权值综合所有子载波导频上的补偿因子以得到最终的相位噪声补偿结果。如此，本发明能够有效降低相位噪声对毫米波***的影响。
(2)本发明设计了一种频域连插式的导频结构，以降低毫米波***中来自相邻符号的干扰，从而使相位噪声估计补偿更加精确。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种毫米波***相位噪声的补偿方法的流程示意图；
图2是本发明实施例提供的一种频域连插式的导频结构示例示意图；
图3是本发明实施例提供的在频域间插式导频结构下，不考虑FBMC-OQAM***固有的ICI和ISI干扰的原始Method-I算法和本发明提出的考虑了FBMC-OQAM***固有的ICI和ISI的PPNC-S(Pilot-based PNC-Single)算法在不同信噪比下的误码率对比图；其中，I-All1导频结构为全1，I-Rand导频结构为随机；
图4是本发明实施例提供的不同导频结构对本发明提出的PPNC-S算法的性能对比图；其中，C-All1、C-Rand和C-UDsame分别为频域连插式全1导频、随机导频和上下相同导频结构；C-UDoppo为本发明设计的频域连插式上下相反的导频结构；I-All1和I-Rand是频域间插式全1导频和随机导频结构；
图5是本发明实施例提供的毫米波***相位噪声的补偿装置的框图；
图6是本发明实施例提供的电子设备的框图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
图1为本发明实施例提供的毫米波***相位噪声的补偿方法的流程图。参阅图1，结合图2-图4，对本实施例中毫米波***相位噪声的补偿方法进行详细说明，方法包括操作S1-操作S4。
操作S1，在发送端的若干子载波上***导频符号。
本实施例中，为降低FBMC-OQAM中来自相邻符号的干扰，使相位噪声估计补偿更加精确，设计了一种频域连插式导频结构，目的在于可以通过对相邻的导频符号进行设计来实现干扰消除。
相位噪声补偿后时频点(k0,m0)的解调符号可以表示为：
其中ΩΔk,Δm＝{(p,q),|p|≤Δk,|q|≤Δm且p≠k0,q≠m0}为时频点的邻域范围。
上式中第二部分为相邻符号带来的干扰，解调步骤最后的取实操作可以去除虚部干扰，但仍然存在实部干扰：
为了设计导频使为0，我们以α＝4的PHYDYAS滤波器为例，观察其干扰因子表可以发现，干扰主要存在于当前符号的一级范围内，因此考虑将上下左右相邻符号的实部干扰抵消为0。
先分析左右一级范围内相邻符号的干扰，对应Δk＝0，Δm＝±1，p＝k0，q＝m0±1。
因此当时，左右一级相邻符号带来的干扰可以抵消为0。
再分析上下一级范围内相邻符号的干扰，对应Δk＝±1，Δm＝0，p＝k0±1，q＝m0。
此时引入模糊函数Ag[(m0-m)τ,(k-k0)ν]来查看虚实值的分布。
其中τ＝K/2表示时间精度，时间分辨率，v＝1/K表示频率精度，频率分辨率。缩短关注的求和时间段至一个原型滤波器长度内得到：
上式中相同时刻处的相位噪声余量相同，/>相同，/>与/>互为共轭，求和项范围一致。那么/>乘的每一项求和因子其实都与/>乘的每一项求和因子互为共轭，因此要抵消掉实部干扰的话，需有
因此为了抵消相邻符号所带来的干扰，设计的导频符号应该满足这样的规则：左右一级相邻符号采用上下一级相邻符号选用/>
因此最终设计出的频域连插式导频结构如图2所示，为上下相反的导频结构，可以有效地消除导频符号所受到的来自周围符号的干扰，以增加接下来相位噪声补偿算法的准确性。
操作S2，计算每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子，其中，每个子载波在符号索引m0处的解调符号与补偿因子相乘后取实部的结果与相应导频符号相等。
具体的，在发送端的若干子载波上***导频符号，对于其中的每一个子载波的发送导频，在接收端进行解调和均衡得到其对应的接收导频，然后代入干扰补偿公式得到该子载波导频的补偿因子。
实数输入序列的FBMC-OQAM***调制后得到的发送信号可以表示为：
其中，*表示卷积运算；表示自然数集合；K表示子载波个数；g[n]表示原型滤波器，滤波器长度Lg＝αK+1，α是重叠因子；/>是相位旋转因子，dk,m为发送的导频符号。
信号经过毫米波信道，并考虑到发送方和接收方的相位噪声的影响，接收到的基带时域信号为：
其中，h[n]表示毫米波信道的时域响应，表示发送方第n个离散采样点处的相位噪声，/>表示接收方第n个离散采样点处的相位噪声。
由于相位噪声的带宽远远小于信号的带宽，因此可以考虑那么此时接收信号的式子可化简为：
一般情况下，τmax远远小于Lg(Lg＝αK+1，即τmax＜＜K，τ＜＜K)，则有因此，接收信号r[n]可进一步简化为：
在时频点(k0,m0)处的解调符号可以表示为：
得到解调信号以后，为方便接下来的计算，将子载波索引k0表示为/>将其代入干扰补偿公式中，所述的干扰补偿公式为/>其中，/>是在子载波/>上m0时刻发送的导频符号，/>是补偿因子。补偿因子/>主要关注相位噪声的补偿，因此是一个旋转角度，其模值为1，即有约束/>
得到方程组：
解此方程组得到补偿因子的估计
其中两个解组对应着两种不同的情况，由于相位噪声的角度值比较小，所以应选取其中旋转角度较小的那个解组。
尽管这里的补偿因子并非只对相位噪声进行补偿，而是对包括ISI、ICI在内的所有干扰进行了补偿，我们可以通过减小其他干扰的影响将近似看作相位噪声的补偿。
此外，除了通过干扰补偿公式求解补偿因子，还可以通过以下公式求解补偿因子：
本专利所使用的补偿因子计算公式为其简化式。我们令：
其中：
然后取目标函数对的导数并将其设置为0，可以得到：
那么
操作S3，对各所述补偿因子取均值，计算每个补偿因子与所述均值的差值的绝对值，若各所述差值的绝对值之和小于预设阈值，则以所述均值作为最终的补偿因子；否则，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，并通过加权平均得到最终的补偿因子。
在一个可选的实施方案中，步骤S3具体包括：
导频符号所受到的干扰的大小包括两个部分：相位噪声干扰和ISI、ICI等其他干扰。我们需要对除相位噪声以外的干扰的大小进行衡量。这里的思想在于导频符号所受到的除相位噪声以外的其他干扰越小，干扰补偿算法得到的补偿因子就越接近相位噪声补偿。
设索引处的/>的集合为/>通过计算/>彼此之间差可以衡量/>所受到的除相位噪声以外的干扰的大小。算法如下：
S31，计算P个子载波相位噪声补偿的期望：
S32，由于各个子载波导频在同一时刻受到的相位噪声的干扰是相同的，但ISI、ICI等其他干扰不同，因此计算和/>之差可以衡量除相位噪声以外的其他干扰的大小，即/>
S33，先对中元素求和得到总的干扰大小：/>然后设置一个门限值μφ：
若可以忽略其他干扰的影响，步骤S31中得到的/>就可以作为相位噪声补偿的最终结果，表示为/>
若则不能忽略其他干扰的影响，根据其他干扰的大小为/>分配权值，即/>其中/>表示归一化操作：
操作S4，利用所述最终的补偿因子对符号索引m0处的所有子载波上的解调符号进行补偿，得到最终的相位噪声补偿结果。
具体的，最后利用此相位噪声补偿结果对符号索引m0处的所有子载波上的解调符号/>进行相位噪声补偿：/>
以下结合具体的仿真试验，对本发明的有益效果进行说明。仿真中采用的相位噪声模型是单零-极点功率谱密度模型，并使用IEEE 802.11ad标准中的数据，载波中心频率fc＝60GHz，相位噪声的采样率fs＝640MHz，总载波带宽一定，由于本发明关注的是相位噪声对***的影响，因此假设接收端已获得理想的信道信息，信道影响被完美均衡，FBMC-OQAM***采用的原型滤波器是PHYDYAS滤波器，重叠因子α＝4，在频域间插的导频结构中，导频子载波的***密度是每16个子载波安插一个导频子载波，频域连插导频结构的导频子载波个数与频域间插导频结构的导频子载波个数相同，皆为K/16。
如图3所示，其中Method-I算法为不考虑FBMC-OQAM***固有的ICI和ISI干扰的原始算法，PPNC-S算法为本发明所提算法。图中展示的是16QAM，K＝64时Method-I算法与PPNC-S算法的BER性能比较结果。可以发现PPNC-S算法在导频子载波个数较少时，无论是I-All1的导频结构还是I-Rand的导频结构，其BER都远远小于Method-Ⅰ算法，说明PPNC-S算法只需要很少的导频子载波就可以实现相对较好的相位噪声补偿结果，对相位噪声的信息捕捉能力更强。
如图4所示可以看到设计出的上下相反的导频结构对发明所提算法性能的提升。展示的是16QAM，K＝128时，不同导频结构下本发明所提算法的BER性能。从图中可以看出，设计出的上下相反的导频结构C-UDoppo具有最优异的性能，BER的值低至10-6以下，远远低于其它导频结构的BER，说明C-UDoppo导频结构对本发明所提算法的性能具有很强的提升作用。另一方面可以发现的是，频域间插的导频结构I-AllI和I-Rand的效果最差，最不适合本发明所提算法，而剩下的C-AllI、C-Rand和C-UDsame导频结构具有差不多的效果。其中PPNC-S指代本发明所提算法。
图5是本发明实施例提供的毫米波***相位噪声的补偿装置的框图。参阅图5，该毫米波***相位噪声的补偿装置500包括***模块510、第一计算模块520、第二计算模块530以及补偿模块540。
***模块510例如执行操作S1，用于在发送端的若干子载波上***导频符号。
第一计算模块520例如执行操作S2，用于计算每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子，其中，每个子载波在符号索引m0处的解调符号与补偿因子相乘后取实部的结果与相应导频符号相等。
第二计算模块530例如执行操作S3，用于对各所述补偿因子取均值，计算每个补偿因子与所述均值的差值的绝对值，若各所述差值的绝对值之和小于预设阈值，则以所述均值作为最终的补偿因子；否则，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，并通过加权平均得到最终的补偿因子。
补偿模块540例如执行操作S4，用于利用所述最终的补偿因子对符号索引m0处的所有子载波上的解调符号进行补偿，得到最终的相位噪声补偿结果。
毫米波***相位噪声的补偿装置500用于执行上述图1-图4所示实施例中的毫米波***相位噪声的补偿方法。本实施例未尽之细节，请参阅前述图1-图4所示实施例中的毫米波***相位噪声的补偿方法，此处不再赘述。
本发明实施例还提供了一种电子设备，如图6所示，电子设备600包括处理器610、可读存储介质620。该电子设备600可以执行上面图1-图4中描述的毫米波***相位噪声的补偿方法。
具体地，处理器610例如可以包括通用微处理器、指令集处理器和/或相关芯片组和/或专用微处理器(例如，专用集成电路(ASIC))，等等。处理器610还可以包括用于缓存用途的板载存储器。处理器610可以是用于执行参考图1-图4描述的根据本公开实施例的方法流程的不同动作的单一处理单元或者是多个处理单元。
可读存储介质620，例如可以是能够包含、存储、传送、传播或传输指令的任意介质。例如，可读存储介质可以包括但不限于电、磁、光、电磁、红外或半导体***、装置、器件或传播介质。可读存储介质的具体示例包括：磁存储装置，如磁带或硬盘(HDD)；光存储装置，如光盘(CD-ROM)；存储器，如随机存取存储器(RAM)或闪存；和/或有线/无线通信链路。
可读存储介质620可以包括计算机程序621，该计算机程序621可以包括代码/计算机可执行指令，其在由处理器610执行时使得处理器610执行例如上面结合图1-图4所描述的方法流程及其任何变形。
计算机程序621可被配置为具有例如包括计算机程序模块的计算机程序代码。例如，在示例实施例中，计算机程序621中的代码可以包括一个或多个程序模块，例如包括621A、模块621B、……。应当注意，模块的划分方式和个数并不是固定的，本领域技术人员可以根据实际情况使用合适的程序模块或程序模块组合，当这些程序模块组合被处理器610执行时，使得处理器610可以执行例如上面结合图1-图4所描述的方法流程及其任何变形。
本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如前述图1-图4所示实施例中的毫米波***相位噪声的补偿方法。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种毫米波***相位噪声的补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1，在发送端的若干子载波上***导频符号；
S2，计算每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子，其中，每个子载波在符号索引m0处的解调符号与补偿因子相乘后取实部的结果与相应导频符号相等；
S3，对各所述补偿因子取均值，计算每个补偿因子与所述均值的差值的绝对值，若各所述差值的绝对值之和小于预设阈值，则以所述均值作为最终的补偿因子；否则，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，并通过加权平均得到最终的补偿因子；
S4，利用所述最终的补偿因子对符号索引m0处的所有子载波上的解调符号进行补偿，得到最终的相位噪声补偿结果。
2.根据权利要求1所述的毫米波***相位噪声的补偿方法，其特征在于，所述S1中，采用频域连插式的导频结构，且所述导频结构满足：对任一个导频符号，其一级范围内左右两个导频符号相等，上下两个导频符号相反。
3.根据权利要求1或2所述的毫米波***相位噪声的补偿方法，其特征在于，所述S2中，通过以下方程组计算得到每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子：
其中，和/>分别表示第/>个子载波在符号索引m0处的解调符号和导频符号，/>表示导频符号/>的补偿因子，/>和I{}分别表示取实部和虚部。
4.根据权利要求1或2所述的毫米波***相位噪声的补偿方法，其特征在于，所述S3中，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，包括：
将各所述差值的绝对值进行归一化操作，再以归一化后的值作为各所述补偿因子的权重。
5.一种毫米波***相位噪声的补偿装置，其特征在于，包括：
***模块，用于在发送端的若干子载波上***导频符号；
第一计算模块，用于计算每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子，其中，每个子载波在符号索引m0处的解调符号与补偿因子相乘后取实部的结果与相应导频符号相等；
第二计算模块，用于对各所述补偿因子取均值，计算每个补偿因子与所述均值的差值的绝对值，若各所述差值的绝对值之和小于预设阈值，则以所述均值作为最终的补偿因子；否则，根据各所述差值的绝对值的大小为各所述补偿因子分配权重，并通过加权平均得到最终的补偿因子；
补偿模块，用于利用所述最终的补偿因子对符号索引m0处的所有子载波上的解调符号进行补偿，得到最终的相位噪声补偿结果。
6.根据权利要求5所述的毫米波***相位噪声的补偿装置，其特征在于，所述***模块，还用于采用频域连插式的导频结构，且所述导频结构满足：对任一个导频符号，其一级范围内左右两个导频符号相等，上下两个导频符号相反。
7.根据权利要求5或6所述的毫米波***相位噪声的补偿装置，其特征在于，所述第一计算模块，还用于通过以下方程组计算得到每个子载波在符号索引m0处的导频符号的补偿因子：
其中，和/>分别表示第/>个子载波在符号索引m0处的解调符号和导频符号，/>表示导频符号/>的补偿因子，/>和I{}分别表示取实部和虚部。
8.根据权利要求5或6所述的毫米波***相位噪声的补偿装置，其特征在于，所述第二计算模块，还用于将各所述差值的绝对值进行归一化操作，再以归一化后的值作为各所述补偿因子的权重。
9.一种电子设备，其特征在于，包括：
处理器；
存储器，其存储有计算机可执行程序，所述程序在被所述处理器执行时，使得所述处理器执行如权利要求1-4中任一项所述的毫米波***相位噪声的补偿方法。
10.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述程序被处理器执行时实现如权利要求1-4中任一项所述的毫米波***相位噪声的补偿方法。
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