CN115580103A - 用于延长保持时间的方法 - Google Patents

用于延长保持时间的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115580103A
CN115580103A CN202210703909.8A CN202210703909A CN115580103A CN 115580103 A CN115580103 A CN 115580103A CN 202210703909 A CN202210703909 A CN 202210703909A CN 115580103 A CN115580103 A CN 115580103A
Authority
CN
China
Prior art keywords
capacitor
circuit
voltage
upn
mode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210703909.8A
Other languages
English (en)
Inventor
M·埃斯库德罗罗德里格斯
D·梅内塞斯赫雷拉
M-A·库查克
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Austria AG filed Critical Infineon Technologies Austria AG
Publication of CN115580103A publication Critical patent/CN115580103A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/32—Means for saving power
    • G06F1/3203—Power management, i.e. event-based initiation of a power-saving mode
    • G06F1/3234—Power saving characterised by the action undertaken
    • G06F1/3296—Power saving characterised by the action undertaken by lowering the supply or operating voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0096—Means for increasing hold-up time, i.e. the duration of time that a converter's output will remain within regulated limits following a loss of input power
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/32—Means for saving power
    • G06F1/3203—Power management, i.e. event-based initiation of a power-saving mode
    • G06F1/3234—Power saving characterised by the action undertaken
    • G06F1/3287—Power saving characterised by the action undertaken by switching off individual functional units in the computer system
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/342—The other DC source being a battery actively interacting with the first one, i.e. battery to battery charging
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/348—Passive dissipative snubbers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种用于延长保持时间的方法。公开了一种方法和控制电路。该方法包括在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路(1)。在第一操作模式下操作缓冲电路(1)包括通过缓冲电路(1)的第一电容器(11)缓冲由电源(3)提供并由负载(4)接收的功率(Po)。在第二操作模式下操作缓冲电路(1)包括：将第二电容器(12)与第一电容器(11)串联连接以形成电容器串联电路，通过电容器串联电路向负载(4)供应功率，以及调节电容器串联电路两端的第一电压(Upn)，其中调节第一电压(Upn)包括将电荷从第一电容器(11)转移到第二电容器(12)。

Description

用于延长保持时间的方法
技术领域
本公开总体上涉及一种用于延长保持时间的方法。
背景技术
在许多类型的电子电路中，电容器连接在电子负载的输入节点之间，其中输入节点被配置为连接到电源的输出节点。电容器用于(a)过滤由电源提供的功率中的纹波，以及(b)在电源发生故障时在特定时间段内为负载提供足够的功率。该时间段通常称为保持时间。在电源中断期间(即在保持时间期间)向负载供应功率会导致电容器放电。电容器放电具有使电容器两端电压的电压电平下降到标称电压电平以下的效果，该标称电压电平是由电源在正常操作模式下调整的电压电平。
在保持时间期间为负载供电所需的电容器电容取决于保持时间的持续时长、负载的功耗和最小电压电平。“最小电压电平”是电容器两端的电压为维持负载的正常操作而不应低于的电压电平。基本上，保持时间越长，负载的功耗就越高，或者标称电压电平与最小电压电平之间的差越小，所需的电容就越大。
电容器的尺寸与其电容有关，其中电容越高则尺寸越大。希望在不减少保持时间的情况下减小电容器的尺寸，或者在不增加电容的情况下增加保持时间。
发明内容
一个示例涉及一种方法。该方法包括在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路。在第一操作模式下操作缓冲电路包括通过缓冲电路的第一电容器缓冲由电源提供并由负载接收的功率。在第二操作模式下操作缓冲电路包括将第二电容器与第一电容器串联连接以形成电容器串联电路，通过电容器串联电路向负载供应功率，以及调节电容器串联电路两端的第一电压，其中调节第一电压包括将电荷从第一电容器转移到第二电容器。
另一个示例涉及一种控制电路，其被配置为在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路。在第一操作模式下操作缓冲电路包括通过缓冲电路的第一电容器缓冲由电源提供并由负载接收的功率。在第二操作模式下操作缓冲电路包括将第二电容器与第一电容器串联连接以形成电容器串联电路，通过电容器串联电路向负载供应功率，以及调节电容器串联电路两端的第一电压，其中调节第一电压包括将电荷从第一电容器转移到第二电容器。
附图说明
下面参考附图解释示例。附图用于说明某些原理，因此仅示出了理解这些原理所必需的方面。附图未按比例绘制。在附图中，相同的附图标记表示类似的特征。
图1示出了根据一个示例的被配置为连接到电源和负载的缓冲电路；
图2示出了说明在第一操作模式和第二操作模式下操作缓冲电路的状态图；
图3A示出了在第一操作模式下缓冲电路的等效电路图；
图3B示出了在第二操作模式下缓冲电路的等效电路图；
图4示出了说明在第一操作模式和第二操作模式下操作缓冲电路的信号图；
图5示出了根据一个示例的缓冲电路的电荷转移电路；
图6示出了说明在缓冲电路的第一操作模式下操作电荷转移电路的信号图；
图7示出了说明在缓冲电路的第二操作模式下操作电荷转移电路的信号图；
图8示出了根据一个示例的缓冲电路的控制电路的框图；
图9示出了包括在根据图8的控制电路中的调节器的一个示例的框图；
图10示出了包括在根据图9的调节器中的参考电流控制器的一个示例；
图11A到图11E示出了说明在第二操作模式下电荷转移电路的不同操作模式的信号图；
图12示出了电源的一个示例，其包括被配置为接收交流输入电压的PFC(功率因数校正)级；
图13示出了根据一个示例的交流输入电压的信号图；
图14示出了根据一个示例的由PFC级提供的变化的输出功率的信号图；
图15示出了PFC级的一个示例；
图16示出了说明缓冲电路在不同操作模式下的操作的信号图；
图17示出了说明在启动模式下操作缓冲电路的信号图；
图18和图19示出了根据图1的缓冲电路的修改形式；
图20示出了负载的一个示例，该负载包括实施为LLC转换器的DC-DC转换器；以及
图21示出了电荷转移电路的一个示例，其中电荷转移电路的半桥包括在负载中。
具体实施方式
在以下详细描述中，参考附图。附图形成描述的一部分并且为了说明的目的示出了可以如何使用和实施本发明的示例。应当理解，本文描述的各种实施例的特征可以彼此组合，除非另有特别说明。
图1示出了缓冲电路1的一个示例，该缓冲电路1被配置为连接到电源3的输出端和负载4的输入端。更具体地，在图1所示的示例中，缓冲电路1包括被配置为连接到电源3的第一输出节点31和负载4的第一输入节点41的第一电路节点p，以及被配置为连接到电源3的第二输出节点32和负载4的第二输入节点42的第二电路节点n。缓冲电路1包括第一电容器11和第二电容器12，并且被配置为在第一操作模式或第二操作模式下操作。
参考图2，其示意性地示出了缓冲电路1的状态图，在第一操作模式下操作缓冲电路1包括通过缓冲电路的第一电容器11缓冲由电源3提供的输出功率Po。
参考图1，负载4被配置为在输入节点41、42处接收输入功率Pin，其中输入功率由负载接收的电流Iin乘以第一电压Upn给出，第一电压Upn为缓冲电路1的第一电路节点p和第二电路节点n之间以及负载的第一输入节点41和第二输入节点42之间的电压。电源3可以被配置为产生输出功率Po，使得在第一操作模式下，输出功率Po的平均值基本上等于负载4接收的输入功率Pin，其中瞬时输出功率可以随着时间的推移而变化。本文在下面进一步详细解释时变输出功率Po的一个示例。
在第一操作模式下，“第一电容器11对输出功率Po进行缓冲”包括当输出功率Po高于输入功率Pin时，将能量存储在第一电容器11中，并且当输出功率Po低于输入功率Pin时，由第一电容器11向负载4提供能量。在第一操作模式下，例如，第一电路节点p和第二电路节点n之间的第一电压Upn由电源3调节。本文在下面进一步详细解释被配置为调节第一电压Upn的电源3的一个示例。在第一操作模式下，负载4基本上由电源3供电，其中缓冲电路1在该操作模式下仅用于缓冲由电源3提供的输出功率Po的变化。
参考图2，在第二操作模式下操作缓冲电路1包括通过电容器串联电路为负载4供电以及调节第一电压Upn。电容器串联电路包括第一电容器11和与第一电容器11串联连接的第二电容器12，其中电容器串联电路连接在第一电路节点p和第二电路节点n之间，使得在第二操作模式下，第一电压Upn是电容器串联电路两端的电压。调节第一电压Upn包括将电荷从第一电容器11转移到第二电容器12。根据一个示例，当来自电源3的功率流被中断时，即，当电源3提供的输出功率Po为零时，缓冲电路1在第二操作模式下操作。本文在下面进一步对此给出详细解释。
在第二操作模式下，缓冲电路1基于第一电容器11中存储的能量产生由负载4接收的第一电压Upn。更具体地，第一电容器11用作向第二电容器12和负载4提供能量的电源，该能量是将第一电压Upn维持在负载4所需的预定电压电平所需要的。缓冲电路1在第二操作模式下操作的时间段可以被称为保持时间。
参考上述内容，电容器串联电路连接在第一电路节点p和第二电路节点n之间。此外，参考图1，电子开关可以与第二电容器12并联连接。在本示例中，在第一操作模式下操作缓冲电路1包括通过控制电路2接通电子开关13，使得第一电容器11电连接在第一电路节点p和第二电路节点n之间并且第二电容器12短路。缓冲电路1在第一操作模式下的等效电路图如图3A所示。
参考图1，第一电容器11连接在第一电路节点p和第三电路节点q之间，并且电子开关13和第二电容器12连接在第三电路节点q和第二电路节点n之间。在根据图3A的电路图中，第三电路节点q和第二电路节点n之间的电连接表示在第一操作模式下接通(闭合)的开关13和短路的第二电容器12。
在第二操作模式下，控制电路2关断电子开关13，使得第二电容器12电连接在第三电路节点q和第二电路节点n之间。缓冲电路1在第二操作模式下的等效电路图如图3B所示。
参考图1，缓冲电路1还包括电荷转移电路14。电荷转移电路14被配置为在第二操作模式下将电荷(电能)从第一电容器11转移到第二电容器12以调节第一电压Upn。在图1所示的示例中，电荷转移电路14连接到缓冲电路1的第一电路节点p、第二电路节点n和第三电路节点q。控制电路2除了控制电子开关13之外，还被配置为激活和去激活电荷转移电路14。更具体地，控制电路2被配置为在第二操作模式下激活电荷转移电路14并且在第一操作模式下去激活电荷转移电路14。
图4示出了示意性地说明在第一操作模式和第二操作模式下操作缓冲电路1的信号图。在图4所示的第一时刻t1之前，缓冲电路1在第一操作模式下操作。在这种操作模式下，第一电容器11直接连接在第一电路节点p和第二电路节点n之间，使得第一电路节点p和第二电路节点n之间的第一电压Upn基本上等于第二电压Upq，其为第一电容器11两端的电压。
在第一时刻t1之后，缓冲电路1在第二操作模式下操作。参考上述内容，在该操作模式下，第一电容器11放电，并且第一电压Upn由电荷转移电路14调节。为了调节第一电压Upn，电荷从第一电容器11转移到第二电容器12，使得第二电压Upq降低，并且第二电容器12两端的第三电压Uqn增大，其中Upn＝Upq+Uqn。
参考上述内容，第一电压Upn在第一操作模式下由电源3调节，并且在第二操作模式下由电荷转移电路14调节。根据一个示例，第一电压Upn在第一操作模式和第二操作模式下的电压电平基本上相同，如图4所示。然而，这仅是示例。根据另一示例，第一电压Upn在第二操作模式下的电压电平低于在第一操作模式下的电压电平。根据一个示例，第一电压Upn在第二操作模式下的电压电平处于第一电压Upn在第一操作模式下的电压电平的90％和100％之间。根据另一示例，第一电压Upn在第二操作模式下的电压电平比第一电压Upn在第一操作模式下的电压电平低3V和30V之间。
参考上述内容，在第一操作模式下，由电源3提供的输出功率Po可以随时间推移而变化。输出功率Po的这种变化可能导致第一电压Upn的变化。然而，这种变化在图4中未示出。
从图4可以看出，在第二操作模式下(即，在保持时间期间)，第二电压Upq降低，而第一电压Upn维持在高于第二电压Upq的电压电平的预定电压电平。尽管希望将第一电压Upn维持在确保负载4的正确操作所需的期望电压电平Upn0，但第二电压Upq可能显著下降到低于该电压电平Upn0。根据一个示例，在保持时间期间，第一电容器可以放电，直到第二电压Upq达到期望电压电平Upn0的50％或甚至更低。
根据一个示例，第二电容器12的电容C12显著低于第一电容器11的电容C11。根据一个示例，第二电容器12的电容C12小于第一电容器11的电容的20％、小于其10％、小于其5％或甚至小于其3％。在第二操作模式下，第一电容器11用作用于向负载4提供能量的能量存储器。向负载4提供能量产生了第二电压Upq。在第二操作模式下，第一电容器11因此也向第二电容器12提供能量，使得第二电容器12补偿第二电压Upq的降低并且第一电压Upn基本上是恒定的。
例如，第一电容器11的电容根据负载4的(最大)输入功率(功耗)Pin和保持时间的最大持续时长来选择。负载4在保持时间期间接收的能量Ehu由(最大)输入功率Pin乘以保持时间的持续时长Thu给出。基于此，第一电容器11的电容C11基于以下来选择：
Figure BDA0003704619600000041
其中C11是第一电容器所需的最小电容，Ehu是在保持时间期间由负载接收的能量，Upq0是在保持时间开始时第一电容器11两端的电压并且等于Upn0，并且Upqmin是第一电容器11两端的最小期望电压。在保持时间期间，可以对第二电容器12充电，使得在保持时间结束时，第二电容器两端的电压等于Upn0-Upqmin。
从等式(1)可以看出，在保持时间期间所需的能量越大，则所需的电容就越高。此外，最小电压Upqmin越低，即在保持时间期间允许第一电容器11放电的量越多，所需电容C11越小。参考上文，例如，Upqmin是Upn0的50％。
在仅包括一个电容器的常规缓冲电路(未示出)中，在保持时间期间由负载接收的能量由一个电容器提供。考虑到电容器两端的电压不应低于期望电压的80％或75％，因此该电容器的电容显著高于第一电容器的电容。
在常规***中，例如，负载的输入功率为3.3kW，负载的期望输入电压为400V，并且在保持时间期间允许输入电压降至320V(400V的80％)，需要具有大约2.3毫法拉(mF)的电容的电容器来满足负载在一定保持时间内的功耗。当输入电压允许降至不低于360V(400V的90％)时，需要4.3mF的电容来满足负载在相同保持时间内的功耗。在根据图1的***中，为了在与常规***中相同的保持时间内为相同的负载供电，仅需要第一电容器11的1.1mF的电容C11来在保持时间期间将第一电压Upn维持在400V，其中第一电容器11两端的电压Upq被允许降至200V(400V的50％)。参考上述内容，第二电容器12的电容C12显著低于第一电容器11的电容C11，使得根据图1的缓冲电路1的整体电容显著低于常规***中的电容器的电容。
图5示出了电荷转移电路14的一个示例，其被配置为将电荷从第一电容器11转移到第二电容器12以调节第一电压Upn。该电荷转移电路14包括具有高侧开关15H和低侧开关15L的半桥，其中这些开关15H、15L串联连接在第一电路节点p和第二电路节点n之间。高侧开关15H根据从控制电路2接收到的高侧驱动信号S15H而接通或关断，并且低侧开关15L根据从控制电路2接收到的低侧驱动信号S15L而接通或关断。此外，电荷转移电路14包括连接在半桥的抽头t与第三电路节点q之间的电感器16。半桥的抽头t是连接高侧开关15H和低侧开关15L的电路节点。
参考图5，高侧开关15H和低侧开关15L中的每一个包括续流元件，使得高侧开关S15H和低侧开关S15L中的每一个在关断状态下能够仅在相应开关15H、15L两端的相应电压具有第一极性时阻断，而续流元件在电压具有与第一极性相反的第二极性时导通。在图5所示的示例中，高侧开关15H和低侧开关15L被实现为使得高侧开关15H的续流元件在每次抽头t处的电势高于第一电路节点p处的电势时导通。等效地，低侧开关15L的续流元件在每次第二电路节点n处的电势高于抽头t处的电势时导通。
仅出于说明的目的，在图5所示的示例中，续流元件被绘制为pn二极管。然而，这只是一个示例。续流元件也可以实现为肖特基二极管等。
高侧开关15H和低侧开关15L中的每一个可以实施为具有并联续流元件的常规电子开关。根据一个示例，高侧开关15H和低侧开关15L中的每一个包括晶体管，例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)等。续流元件可以是除了晶体管之外的电路元件，或者可以是相应晶体管的组成部分。例如，如果晶体管是MOSFET，则续流元件可以由MOSFET的相应体二极管形成。
除非另有说明，所有关于高侧开关15H和低侧开关15L的实施方式的解释适用于与第一电容器11串联连接的电子开关13的实施方式，并且也适用于下文进一步解释的每个电子开关。应当注意，缓冲电路中可以使用不同类型的电子开关。也就是说，第一开关13可以使用第一类型的电子开关来实施，并且高侧开关15H和低侧开关15L可以使用第二类型的电子开关来实施。
图6示出了示意性地说明在第一操作模式下操作缓冲电路1的信号图，并且图7示出了示意性地说明在第二操作模式下操作缓冲电路1的信号图。更具体地，图6和图7中的每一个示出了电子开关13接收到的驱动信号S13的信号图，以及高侧开关15H和低侧开关15L分别接收到的高侧驱动信号S15H和低侧驱动信号S15L的信号图。这些信号中的每一个具有接通相应开关的接通电平或关断相应开关的关断电平。仅出于说明的目的，在图6和图7所示的示例中，接通电平是高信号电平，而关断电平是低信号电平。
参考图6，在第一操作模式下，控制电路2通过产生开关驱动信号S13的接通电平来接通电子开关13。此外，控制电路2在整个第一操作模式中使高侧开关15H和低侧开关15L维持在关断状态，以使电荷转移电路去激活。也就是说，高侧驱动信号S15H和低侧驱动信号S15L在整个第一操作模式中均具有关断电平。
参考图7，在第二操作模式下，控制电路2使电子开关13维持在关断状态，并以PWM(脉冲宽度调制)方式操作高侧开关15H和低侧开关15L，以调节第一电压Upn。以PWM方式操作高侧开关15H和低侧开关15L包括在多个连续驱动周期中操作高侧开关15H和低侧开关15L，使得在每个驱动周期中，高侧开关15H接通第一接通时间TonH，并且低侧开关15L接通第二接通时间TonL，其中在同一时间仅接通高侧开关15H和低侧开关15L中的一个。为了避免半桥15H、15L中的交叉电流，在关断高侧开关15H与接通低侧开关15L之间可以存在第一死区时间Td1，并且在关断低侧开关15L与接通高侧开关15H之间可以存在第二死区时间Td2。
每个驱动周期具有一定的持续时长T，它由第一接通时间TonH、第二接通时间TonL、第一死区时间Td1和第二死区时间Td2给出。开关频率fsw由一个驱动周期的持续时长T的倒数给出。如将在下文中进一步详细解释的，第一和第二接通时间TonH、TonL以及各个驱动周期的持续时长T可以根据用于在第二操作模式下调节第一电压Upn的调节方案的类型而变化。。
下面参考图5和图7解释电荷转移电路14在一个驱动周期期间的操作。每次高侧开关15H接通时，电流从第一电容器11流经高侧开关15H和电感器16，使得能量从第一电容器11转移到电感器16。每次高侧开关15H关断并且低侧开关15L接通时，通过电感器16的电流Iq继续流动，其中电流经由第二电容器12和低侧开关15L流动，使得能量从电感器16转移到第二电容器12。在关断高侧开关15H与接通低侧开关15L之间的第一死区时间Td1期间，电流Iq流经低侧开关15L的续流元件。
电流Iq在高侧开关15H接通时增大，而在低侧开关15L接通时降低。取决于调节方案，低侧开关15L可以在电流Iq降低到零之前关断。在这种情况下，低侧开关15L的续流元件在高侧开关15H接通之前接管电流Iq。
在每种情况下，通过适当调整第一和第二接通时间TonH、TonL的持续时长，可以调节平均电感器电流Iq，因此可以调节第一电压Upn。本文在下面进一步对此给出详细解释。
当负载4(图中未示出5)从电容器串联电路接收输入电流Iin，输入电流Iin从第一电容器11和第二电容器12吸出。基本上，为了补偿从第二电容器12经由第一电容器11流向负载的电流并且将第一电压Upn调节为基本上恒定，在高侧开关15H的关断时间期间从电感器16流入第二电容器12的电感器电流Iq的平均值由输入电流Iin加上增大第三电压Uqn所需的电流给出。
图8示出了控制电路2的框图，并且图9示出了控制电路2的一个细节的框图。应当注意，这些框图示出了功能块而不是具体实施方式。这些功能块可以以各种方式实施。根据一个示例，这些功能块是使用专用电路来实施的。根据另一示例，功能块是使用硬件和软件来实施的。例如，控制电路2包括微控制器和由微控制器执行的软件。
参考图8，控制电路2可以包括接收选择信号SSEL的模式选择器21。该选择信号SSEL可以是适合于模式选择器21来决定是在第一操作模式还是第二操作模式下操作缓冲电路1的任何类型的信号。在图8所示的示例中，模式选择器21产生由电子开关13接收的驱动信号S13。此外，控制电路2包括调节器22，调节器22通过产生高侧驱动信号S51H和低侧驱动信号S51L来控制电荷转移电路14的操作，以便调节第一电压Upn。根据一个示例，调节器22至少接收测量的第一电压Upn’和第一电压参考Upn*。测量的第一电压Upn’是代表第一电压Upn的信号。测量的第一电压Upn’可以是使用适合测量第一电路节点p和第二电路节点n之间的第一电压Upn的任何类型的电压测量电路来产生的。这种电压测量电路是众所周知的，因此在这方面不需要进一步解释。第一电压参考Upn*表示在第二操作模式下第一电压Upn的期望电压电平(例如上面解释的Upn0)。
图9示出了图8所示的调节器22的框图。参考图9，调节器包括参考电流控制器23，其被配置为输出电流参考Iq*，其中电流参考Iq*表示通过电荷转移电路14中的电感器16的电流Iq的期望平均电流电平。该电流Iq在下文中也称为电感器电流。等效地，参考电流Iq*在下文中称为电感器电流参考。
参考图9，脉宽调制(PWM)电路24接收电感器电流参考Iq*和测量的电感器电流Iq’，并且被配置为根据电感器电流参考Iq*和测量的电感器电流Iq’而产生高侧驱动信号S15H和低侧驱动信号S15L，使得电感器电流Iq的平均值由电感器电流参考Iq*定义。电感器电流Iq的“平均值”包括在电荷转移电路14中的半桥15H、15L的至少一个驱动周期内的电感器电流Iq的平均值。测量的电感器电流Iq’是表示电感器电流Iq并且可以使用适合测量电感器电流Iq的任何类型的电流测量电路来获得的信号。这样的电流测量电路是公知的，因此在这方面不需要进一步解释。
参考电流控制器23包括至少一个控制回路25，其被配置为在第二操作模式下产生输出电流参考Iq*。第一控制回路25被配置为产生输出电流参考Iq*，使得第一电压Upn被调节为使得其电压电平基本上等于由第一电压参考Upn*表示的电压电平。第一控制回路25的一个示例如图10所示。
图10中所示的控制回路25包括减法器51，该减法器51接收第一电压参考Upn*和测量的第一电压Upn’并输出误差信号Uerr。滤波器52接收误差信号Uerr并基于误差信号Uerr产生电感器电流参考Iq*。滤波器可以具有P特性、PI特性或PID特性之一(其中P表示比例，I表示积分，并且D表示微分)。
被配置为接收电感器电流参考Iq*和测量的电感器电流Iq’并产生高侧驱动信号S15H和低侧驱动信号S15L的PWM电路24可以以各种方式实施。这将参考图11A-11E进行解释。这些图中的每一个示出了在PWM电路24的几个驱动周期内的测量的电感器电流Iq’(其表示电感器电流Iq)的时序图，并且说明了PWM电路24的一种可能的操作原理。
根据一个示例，PWM电路24作为滞后控制器操作。在这种情况下，PWM电路24基于输出电流参考Iq*来计算上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql，并且操作高侧开关15H和低侧开关15L使得电感器电流Iq在上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql之间振荡。
图11A-11C示出了说明作为滞后控制器操作的PWM电路24的操作原理的信号图。这些图11A-11C中的每一个示意性地说明了输出电流参考Iq*、上电流阈值Iqh、下电流阈值Iql和测量的电感器电流Iq’的时序图。在每种情况下，上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql相对于输出电流参考Iq*是对称的，因此
Figure BDA0003704619600000061
滞后h由下式给出
h＝Iqh-Iql (3)。
参考图11A至图11C，由图11A至图11C中的测量的电感器电流Iq’表示的电感器电流Iq具有基本上为三角形的电流波形，因此平均电感器电流基本上等于当电感器电流在上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql之间振荡时的输出电流参考Iq*。
在每种情况下，当测量的电感器电流Iq’达到下电流阈值Iql时，PWM电路24接通高侧开关15H，使得电感器电流增大。每一次测量的电感器电流Iq’达到上电流阈值Iqh时，PWM电路24关断高侧开关15H并接通低侧开关15L，使得电感器电流降低。在图11A到图11C中也示出了第一和第二接通时间TonH、TonL，其中，为了便于说明，未示出死区时间。在第一死区时间Td1期间，即在关断高侧开关15H和接通低侧开关15L之间，电感器电流Iq流经低侧开关15L的整流元件，使得电感器电流Iq已经降低。在第二死区时间Td2期间，即在关断低侧开关15L和接通高侧开关15H之间，电感器电流可以继续流经低侧开关15L的续流元件。
参考图11A到图11C，可以以各种方式选择上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql。根据一个示例，如图11A所示，下电流阈值Iql为零并且上电流阈值Iqh根据输出电流参考Iq*和如上所述的期望滞后h进行调整。在这种情况下，作为升压转换器操作的电荷转移电路14以所谓的临界导通模式(CritCM)操作。
根据图11B所示的另一个示例，第二电流阈值Iql具有低于零的预定电流电平。在这种情况下，电荷转移电路以所谓的三角电流模式(TCM)操作。这种操作模式能够实现电荷转移电路中的半桥15H、15L的所谓零电压开关。
根据图11C中所示的另一个示例，上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql两者都高于零。在该示例中，电感器电流Iq没有降低到零，使得电荷转移电路14以连续导通模式(CCM)操作。
在每种情况下，滞后h可以是恒定的，或者可以变化以将开关频率fsw保持在期望的频率范围内。基本上，在给定的滞后h下，开关频率随着第一电容器11两端的电压Upq降低而降低。
根据另一示例，PWM电路24作为峰值控制器操作。在该示例中，PWM电路24依据电感器电流参考Iq*而计算上电流阈值Iqh，并以预定的开关频率fsw＝1/T接通高侧开关15H，其中高侧开关15H保持接通状态，直到电感器电流Iq(由测量的电感器电流Iq’表示)达到上电流阈值Iqh。图11D-11E示出了说明作为峰值电流控制器操作的PWM电路24的操作原理的信号图。
作为峰值电流控制器操作的PWM电路24可以使电荷转移电路14以如图11D所示的不连续电流模式(DCM)或如图11E所示的连续电流模式(CCM)操作。
在DCM中，电感器电流Iq在高侧开关15H再次开关之前降低到零，并且基本上保持为零，直到驱动周期结束并且新的驱动周期开始。在此操作模式下，PWM电路24可以在关断高侧开关之后接通低侧开关15L，并且将低侧开关15L维持在接通状态直到电感器电流Iq达到零。在开关低侧开关15L之后，高侧开关15H和低侧开关15L都处于关断状态直到驱动周期结束。替代地，PWM电路14在整个DCM期间将低侧开关15L维持在关断状态，使得低侧开关15L的续流元件在高侧开关15H关断之后导通电感器电流Iq。
在CCM中，电感器电流Iq在高侧开关15H再次开关之前没有降低到零。在此操作模式下，PWM电路24可以在关断高侧开关之后接通低侧开关15L，并使低侧开关15L维持在接通状态，直到高侧开关15H再次接通。替代地，PWM电路14在整个DCM期间使低侧开关15L维持在关断状态，使得低侧开关15L的续流元件在高侧开关15H关断之后导通电感器电流Iq。
应当注意，实施控制电路2以使其包括作为滞后控制器或峰值电流控制器操作的PWM电路仅仅是示例。也可以使用适合控制电感器电流Iq以调节第一电压Upn的其他控制方案。
图12图示了电源3的一个示例。在该示例中，电源3包括PFC(功率因数校正)级35，其被配置为在输入端处接收交流输入电压Uac，其中输入端包括第一输入节点33和第二输入节点34。根据一个示例，输入电压Uac是如图13所示的正弦输入电压。输入电压Uac可以从电网接收并且是110Vrms或230Vrms电压，具有例如50Hz或60Hz的频率。
PFC级35可以被配置为调节在输入端33、34处接收的输入电流Iac，使得输入电流Iac基本上与交流输入电压Uac成比例。这具有如下效果：由PFC级35在输入端33、34处接收的功率以及因此在输出端31、32处提供的输出功率Po具有如图14中所示的正弦方波波形，使得输出功率Po定期在最大功率电平和零之间振荡。振荡频率是输入电压Uac的频率的两倍。
在第一操作模式下，PFC级35调节输出功率Po，使得第一电压Upn具有期望的电压电平。在这种情况下，平均输出功率Po基本上等于负载4接收的输入功率Pin。“平均输出功率”是在输入电压Uac的至少半个周期内或至少一个周期内的平均输出功率Po。
图14所示的输出功率Po的变化在第一操作模式下由第一电容器11缓冲。当输出功率Po的瞬时电平高于平均输出功率，并且因此高于负载4接收的输入功率Pin时，电荷存储在第一电容器11中。当输出功率Po的瞬时电平低于平均功率电平时，从第一电容器11获取能量。
图15说明了PFC级35的一个示例。在图15所示的示例中，PFC级35具有所谓的图腾柱拓扑。然而，这只是示例。PFC级35也可以使用任何其他种类的PFC级拓扑来实施。
根据图15的PFC级35包括第一半桥和第二半桥，第一半桥具有串联连接在输出节点31、32之间的第一高侧开关36H和第一低侧开关36L，第二半桥具有串联连接在输出节点31、32之间的第二高侧开关37H和第二低侧开关37L。第一半桥的抽头是第一高侧开关36H与第一低侧开关36L连接的电路节点，其耦合到第一输入节点33，并且第二半桥的抽头是第二高侧开关37H与第二低侧开关37L连接的电路节点，其耦合到第二输入节点34。此外，PFC级包括耦合在输入端33、34和半桥之间的电感器38。在图15所示的示例中，电感器38连接在第一输入节点33和第一半桥36H、36L的抽头之间。根据另一示例(未示出)，电感器38连接在第二输入节点34和第二半桥37H、37L的抽头之间。
参考图15，PFC级35还包括控制器39，其被配置为控制第一和第二高侧开关36H、37H以及第一和第二低侧开关36L、37L的操作，使得第一电压Upn被调节为具有基本上等于由第一电压参考Upn*表示的期望电压电平的电压电平，并且使得交流输入电流Iac基本上与交流输入电压Uac成比例。输入电流Iac可以与输入电压Uac同相。根据另一示例，在输入电压Uac和输入电流Iac之间存在预定相移。
除了第一电压参考Upn*之外，控制器39还接收测量的第一电压Upn’、测量的输入电压Uac’(其表示输入电压Uac)和测量的输入电流Iac’(其表示输入电流Iac)。基于这些信号，控制器39产生用于驱动第一和第二高侧开关36H、37H的第一和第二高侧驱动信号S36H、S37H、以及用于驱动第一和第二低侧开关36L、37L的第一和第二低侧信号S36L、S37L。控制器39可以在显著高于输入电压Uac的频率的开关频率下以PWM方式操作第一高侧开关36H和第一低侧开关36L。根据一个示例，开关频率至少为几千赫兹(kHz)。此外，控制器39操作第二高侧开关37H和第二低侧开关37L，使得在输入电压Uac的正半周期期间，第二低侧开关37L接通并且第二高侧开关37H关断，并且在输入电压Uac的负半周期期间，第二高侧开关37H接通并且第二低侧开关37L关断。图9所示类型的PFC级35和图15所示类型的控制器39的功能是众所周知的，因此在这方面不需要进一步解释。
可选地，PFC级35包括启动电路6。启动电路6可以包括电子开关61和与电子开关61并联连接的电阻器62。在图15所示的示例中，启动电路6连接在第一电路节点33和电感器38。然而，这只是示例。根据另一示例(未示出)，启动电路连接在第二输入节点34和第二半桥之间。开关61例如是继电器，并且可以由控制器39控制。
参考上文，控制电路2被配置为根据模式选择信号SSEL在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路1。根据一个示例，模式选择信号SSEL是测量的输入电压Uac’，并且控制电路2被配置为当测量的输入电压Uac’指示输入电压Uac在超过预定的时间段内为零时将缓冲电路1的操作从第一操作模式改变为第二操作模式。例如，预定的时间段选自0.5毫秒和2毫秒之间。
根据一个示例，除了第一操作模式和第二操作模式之外，缓冲电路1还被配置为在第三操作模式下操作，第三操作模式在下文称为恢复模式。根据一个示例，缓冲电路1在第二操作模式之后和再次在第一操作模式下操作之前在恢复模式下操作，其中在恢复模式下操作缓冲电路1用于以受控方式对第一电容器11进行再充电。参考上文，第一电容器11在第二操作模式期间(即，在保持时间期间)被放电。如果在电源3恢复以提供输出功率Po后，缓冲电路1立即返回第一操作模式，则第二电容器12会快速放电，并且第一电容器11会快速充电，这可能产生高浪涌电流。
根据一个示例，由控制电路2控制的电荷转移电路14在恢复模式下持续调节第一电压Upn，其中在该操作模式下调节第一电压Upn可以导致从第二电容器12到第一电容器11的电荷转移，或者从第一电容器11到第二电容器12的电荷转移。电荷转移电路14将电荷从第二电容器12转移到第一电容器11时的操作原理与将电荷从第一电容器11转移到第二电容器12时的操作原理相同。也就是说，在每种情况下，参考电流控制器23(参见图9)可以基于第一电压参考Upn*和测量的第一电压Upn’生成电感器电流参考Iq*，其中，当电荷要从第一电容器11转移到第二电容器12时，输出电流参考Iq*具有第一符号，并且当电荷要从第二电容器12转移到第一电容器11时，输出电流参考Iq*具有与第一符号相反的第二符号。
图16示出了说明在恢复模式下操作缓冲电路1的信号图。具体地，图16示出了第一电压Upn、第二电压Upq、输入电压Uac、电感器电流Iq和开关驱动信号S13的信号图。图16示出了在第二操作模式下、第二操作模式之后的恢复模式下、以及恢复模式之后的第一操作模式下操作缓冲电路1。更具体地，在图16所示的示例中，缓冲电路1在第一时刻t1开始以第二操作模式操作，该时刻t1是电源3接收的交流输入电压Uac降低到零并且在整个第二操作模式中保持为零的时刻。
如上所述，在第二操作模式下，第一电压Upn被电荷转移电路14调节为基本上恒定，而第一电容器11两端的第二电压Upq降低并且第二电容器12两端的第三电压增大。在图16所示的示例中，假设负载4接收的输入功率Pin在保持时间(缓冲电路1处于第二操作模式的时间段)期间基本上恒定。在恢复模式中，控制电路2可以作为滞后控制器操作，使得上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql由电感器电流参考Iq*定义。然而，这只是示例。根据另一示例，在第二操作模式下，控制电路2可以作为峰值电流控制器操作，使得上电流阈值Iqh由电感器电流参考Iq*定义并且开关频率是预定的。
在第二时刻t2，交流输入电压Uac返回，使得电源3再次能够提供输出功率Po并调节第一电压Upn。参考上文，输出功率Po以输入电压Uac的频率的两倍的频率脉动。该脉动输出功率Po引起第一电压Upn的电压纹波。这些电压纹波高于第一操作模式中的电压纹波，因为第一电路节点p和第二电路节点n之间的电容在第二操作模式下比在第一操作模式下低。在第一操作模式下，该电容由第一电容器11的电容C11给出。在第二操作模式下，该电容由电容器串联电路的电容给出，其由
Figure BDA0003704619600000091
给出并且低于第二电容器12的电容。脉动输出功率Po可以具有使第一电压Upn上升到由控制电路2接收的第一电压参考Upn*以上或下降到该第一电压参考Upn*以下的效果。
在恢复模式下，由控制电路2控制的电荷转移电路14通过在第一电容器11和第二电容器12之间转移电荷来抵消第一电压Upn的这种纹波(变化)。从图16可以看出，存在平均电感器电流Iq为负的时间段。这些是这样的时间段，其中电源3提供的输出功率Po使第一电压Upn高于第一电压参考Upn*，从而电荷转移电路14将电荷从第二电容器12转移到第一电容器11。
在恢复模式下，控制电路2可以作为滞后控制器操作，使得上电流阈值Iqh和下电流阈值Iql由电感器电流参考Iq*定义。在这种情况下，平均电感器电流基本上等于电感器电流参考Iq*。
此外，存在电荷转移电路14将电荷从第一电容器11转移到第二电容器12的时间段。这些是这样的时间段，其中由电源3提供的输出功率Po使第一电压Upn低于第一电压参考Upn*。然而，从第二电容器12到第一电容器11的电荷转移占优势，使得在缓冲电路1在恢复模式下操作的时间段内第二电压Upq增大并且第三电压Uqn降低。根据一个示例，控制电路监测第一电压Upn和第二电压Upq并且当控制电路2检测到第一电压Upn和第二电压Upq之间的差小于预定阈值时，缓冲电路1停止在恢复模式下操作。根据一个示例，阈值选自0.1V和5V之间。在此时刻，电荷转移电路14被去激活，并且电子开关13接通，使得第二电容器12短路(去激活)，并且缓冲电路1进入第一操作模式。在图16所示的示例中，缓冲电路1在第三时刻t3进入第一操作模式。
参考上文，电源3可以包括启动电路6，该启动电路6具有并联连接的开关61和电阻62。在输入电压Uac已经被施加到输入端33、34之后，电源3可以在启动模式下操作。在启动模式中，启动电路6中的开关61被关断并且输入电流Iac从输入端流出，经由启动电路6的电阻器62以及高侧和低侧开关36H、37H、36L、37L的续流元件流到输出端31、32，以至少对缓冲电路1中的第二电容器12充电。在输入电压Uac的正半周期期间，输入电流Iac流经第一高侧开关36H的续流元件和第二低侧开关37L的续流元件。在输入电压Uac的负半周期期间，输入电流Iac流经第二高侧开关37H的续流元件和第一低侧开关36L的续流元件。
取决于缓冲电路1中的电子开关13的实施方式，在电源3的启动模式开始时，仅第一电容器11被充电，或者第一电容器11和第二电容器12两者都被充电。
根据一个示例，电子开关13被实施为常开晶体管。在该示例中，电子开关13在启动模式开始时处于接通状态。在这种情况下，在电源3的启动模式期间，仅第一电容器11被输入电流Iac充电。根据一个示例，控制电路2从第二电容器12接收其电源。因此，当电子开关13包括常开晶体管时，电子开关13在控制电路2接收来自第二电容器12的电源之前处于接通状态。
根据另一示例，电子开关13包括常关晶体管。在该示例中，电子开关13在启动模式开始时处于关断状态，使得第一电容器11和第二电容器12在交流电压Uac被施加到电源3时都被充电。在本例中，控制电路2可以在其接收到来自第二电容器12的电源之后接通电子开关13。然而，在第二电容器12被充电之后接通电子开关13可能导致第二电容器12快速放电，这可能涉及不希望的高电流。
因此，根据一个示例，缓冲电路1被配置为在第四操作模式下操作，该第四操作模式在下文中被称为启动模式。在启动模式中，由控制电路2控制的电荷转移电路4以定义的方式对第二电容器12进行放电。根据一个示例，在启动模式中，电荷转移电路14使第二电容器11放电并将存储在第二电容器12中的电荷转移到第一电容器11。参考图9，参考电流控制器23可以包括另一电流控制器26，其中另一电流控制器26被配置为在启动模式中生成电感器电流参考Iq*，使其定义在启动模式期间电感器电流的期望电流电平，其中该电感器电流参考Iq*被选择为使得第二电容器12放电。
图17示出了说明在启动模式下操作缓冲电路的信号图。更具体地，图17示出了电源的启动电路6中的电子开关的第一电压Upn、第二电压Upq、输入电压Uac、驱动信号S13和电子开关的驱动信号S61的信号图。
参考图17，在第一时刻t01，交流电压Uac被施加到电源3。第三电压Uqn在启动模式开始时基本上跟随输入电压Uac并且可以显著高于第二电压Upq。这是因为第二电容器12的电容C12远低于第一电容器11的电容，使得电源3提供的电压主要通过第二电容器12而下降。此外，由于第二电容器12的电容相对于第一电容器11的电容较小，在启动模式期间将电荷从第二电容器12转移到第一电容器11不会显著对第一电容器11充电，使得第二电压Upq在启动模式期间可以保持相对较低。在启动模式中选择电感器电流参考Iq*，使得在交流电压Uac的半个周期内，从第二电容器12转移到第一电容器11的电荷多于第二电容器12可以从电源接收的电荷，使得第二电容器12在启动模式期间最终被放电。
根据一个示例，当第三电压Uqn已经降低到零时，控制电路2接通电子开关13，使得缓冲电路1开始在第一操作模式下操作。这在图17中的第二时刻t02处示出。在此时刻，第一电压Upn可能非常低。然而，在第一电压Upn(＝Upq+Uqn)足够高以向控制电路2供电的那些时段之前，控制电路2可能已经接收到接通电子开关13所需的能量。
在电子开关13已经接通后，使缓冲电路1在第一操作模式下操作，电源3可以继续在启动模式下操作，其中电源3中的电子开关61关断。在电源3的启动模式的进一步过程中，每一次输入电压Uac高于第一电压Upn的瞬时电压电平时，第一电容器11被充电。根据一个示例，电源3中的PFC级35的控制电路39被配置为当第一电压Upn的电压电平高于预定电压阈值时接通启动电路中的电子开关61。根据一个示例，该阈值选自输入电压的峰值电压的90％和100％之间。
在图17中，t03表示第一电压Upn达到电压阈值并且电源3的启动电路6中的开关61接通的时刻。在此时刻，PFC级35开始操作并调节第一电压Upn，使得第一电压Upn具有由第一电压参考Upn*定义的预定电压电平。根据一个示例，该电压电平高于输入电压Uac的峰值。根据一个示例，输入电压Uac是230Vrms电压。在这种情况下，峰值为325V。根据一个示例，第一电压Upn的期望电压电平在350V和450V之间。
在图1所示的示例中，电源3的第一输出节点31连接到缓冲电路3的第一电路节点p，电源3的第二输出节点32连接到缓冲电路1的第二电路节点n。然而，这只是示例。根据图18所示的另一示例，电源3的第一输出节点31连接到缓冲电路3的第一电路节点p，并且电源3的第二输出节点32连接到缓冲电路1的第三电路节点q。在该示例中，仅第一电容器11在电源的启动模式期间并且在电子开关13接通之前被充电，从而操作缓冲电路1以对第二电容器12放电不是必需的。控制电路2可以在其接收到功率时简单地接通电子开关13。在该示例中，控制电路2可以从第一电容器接收其电源。
根据图19所示的另一示例，第一电容器11连接在第三电路节点q和第二电路节点n之间，并且第二电容器12连接在第一电路节点p和第三电路节点q之间。
在每种情况下，可选的第三电容器18(以虚线示出)可以连接在第一电路节点p和第二电路节点n之间，其中第三电容器18使第一电压Upn稳定。根据一个示例，第三电容器的电容在第一电容器11的电容C11的5％和10％之间。
负载4可以是被配置为接收诸如第一电压Upn的直接输入电压的任何种类的电负载。根据一个示例，负载4包括DC-DC转换器，其被配置为接收第一电压Upn并产生高于第一电压Upn或低于第一电压Upn的直流电压以驱动DC负载。根据另一示例，负载包括被配置为驱动电机的逆变器。
负载4中包括的DC-DC转换器的一个示例如图20所示。在该示例中，DC-DC转换器被实施为LLC转换器。在这种情况下，DC-DC转换器包括具有高侧开关43H和低侧开关43L的半桥，其中高侧开关43H和低侧开关43L串联连接在输入节点41、42之间。包括电容器441和两个电感器442、443的LLC电路44连接在半桥的抽头和第二输入节点42之间。LLC电路44还包括具有初级绕组444p和次级绕组444s的变压器444。初级绕组444p与第二电感器443并联连接。此外，DC-DC转换器包括整流器45，其连接到次级绕组444s并被配置为基于次级绕组444s两端的电压提供输出电压Udc。控制器46控制高侧开关43H和低侧开关43L的操作以调节输出电压Udc。根据一个示例，控制器46被配置为通过改变由高侧开关43H和低侧开关43L接收的驱动信号S43H、S43L的开关频率来调节输出电压Udc。LLC转换器是众所周知的，因此在这方面不需要进一步解释。
参考上文，电荷转移电路14包括半桥，其具有串联连接在第一电路节点p和第二电路节点n之间的高侧开关15H和低侧开关15L。根据一个示例，半桥是电源3或负载4的部分，使得电荷转移电路14和电源3或负载都使用半桥。图21图示了以这种方式实施的电荷转移电路14的一个示例。
在图21所示的示例中，电荷转移电路的半桥同时也是图20所示的LLC转换器的半桥。除了半桥之外，电荷转移电路包括连接在半桥的抽头和电感器16之间并由控制电路2控制的双向阻断开关17。在该示例中，高侧开关43H接通的时间段和低侧开关43L接通的时间段由DC-DC转换器的控制电路45定义。由电荷转移电路14的控制电路2从DC-DC转换器的控制电路45接收的时钟信号CLK可以表示这些时间段。控制电路2被配置为控制电感器电流Iq，因此通过在高侧开关43H和低侧开关43L的接通时间期间适当地调制开关17的接通时间来调节第一电压Upn，其中当开关17在高侧开关43H的接通时间期间接通时，电感器16由存储在第一电容器11中的能量通电，并且其中，当开关17在低侧开关43L的接通时间期间接通时，电感器16被断电并且将能量转移到第二电容器。换言之，时钟信号CLK定义了电感器16可以被通电和断电的时间帧，并且控制电路2利用这些时间帧来调整开关17的接通时间的持续时长以便控制电感器电流Iq。
根据另一示例(未示出)，转移电路14可以使用根据图15的PFC级35的第一半桥36H、36L来代替负载4的半桥43H、43L。
在下面通过编号的示例来总结上面解释的一些方面。
示例1.一种方法，包括：在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路，其中在第一操作模式下操作缓冲电路包括通过缓冲电路的第一电容器来缓冲由电源提供并由负载接收的功率，并且其中在第二操作模式下操作缓冲电路包括：将第二电容器与第一电容器串联连接以形成电容器串联电路，通过电容器串联电路向负载供应功率，以及调节电容器串联电路两端的第一电压，其中调节第一电压包括将电荷从第一电容器转移到第二电容器。
示例2.根据示例1所述的方法，还包括：监测由电源接收的输入电压；以及当输入电压在长于预定时间段的时间内为零时，在第二操作模式下操作缓冲电路。
示例3.根据示例1或2所述的方法，其中，第二电容器与电子开关并联连接，其中电容器串联电路连接在第一电路节点和第二电路节点之间，其中在第一操作模式下操作缓冲电路包括接通电子开关，并且其中在第二操作模式下操作缓冲电路包括关断电子开关。
示例4.根据前述示例中任一项所述的方法，还包括：在第二操作模式之后并且在第一操作模式之前在第三操作模式下操作缓冲电路，其中在第三操作模式下操作缓冲电路包括将电荷从第二电容器转移到第一电容器。
示例5.根据示例4所述的方法，还包括：监测第一电压并且监测第一电容器两端的第二电压，并且当第一电压与第二电压之间的差低于预定阈值时，在第一操作模式下操作缓冲电路。
示例6.根据示例1至5中任一项所述的方法，其中，将电荷从第一电容器转移到第二电容器包括使用耦合到第一电容器和第二电容器的电荷转移电路，其中所述电荷转移电路包括半桥和电感器。
示例7.根据示例6所述的方法，其中，所述半桥由所述电荷转移电路的控制电路依据所述第一电压的电压电平来控制。
示例8.根据示例6所述的方法，其中，负载包括DC-DC转换器，其中，半桥由DC-DC转换器的控制器控制，其中，电荷转移电路还包括耦合到半桥的抽头并耦合到电感器的电子开关，并且其中，电子开关由电荷转移电路的控制电路依据第一电压的电压电平来控制。
示例9.根据示例1至8中任一项所述的方法，其中，所述电源包括PFC级。
示例10.一种控制电路，被配置为在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路，其中，在第一操作模式下操作缓冲电路包括通过缓冲电路的第一电容器来缓冲由电源提供并由负载接收的功率，并且其中，在第二操作模式下操作缓冲电路包括：将第二电容器与第一电容器串联连接以形成电容器串联电路，通过电容器串联电路向负载供应功率，以及调节电容器串联电路两端的第一电压，其中，调节第一电压包括将电荷从第一电容器转移到第二电容器。
示例11.根据示例10所述的控制电路，其中，所述控制电路还被配置为监测由电源接收的输入电压，并且当输入电压在长于预定时间段的时间内为零时，在第二操作模式下操作缓冲电路。
示例12.根据示例10或11所述的控制电路，其中，所述第二电容器与电子开关并联连接，其中，所述电容器串联电路连接在第一电路节点和第二电路节点之间，并且其中，控制电路被配置为：接通电子开关以便在第一操作模式下操作缓冲电路，以及关断电子开关以便在第二操作模式下操作缓冲电路。
示例13.根据示例10至12中任一项所述的控制电路，其中，所述控制电路还被配置为在第二操作模式之后并且在第一操作模式之前在第三操作模式下操作缓冲电路，其中在第三操作模式下操作缓冲电路包括将电荷从第二电容器转移到第一电容器。
示例14.根据示例13所述的控制电路，其中，所述控制电路还被配置为：监测第一电压并且监测第一电容器两端的第二电压；以及当第一电压与第二电压之间的差低于预定阈值时，在第一操作模式下操作缓冲电路。
示例15.根据示例10至14中任一项所述的控制电路，其中，所述控制电路被配置为控制电荷转移电路的操作以将电荷从所述第一电容器转移到所述第二电容器，其中，电荷转移电路包括半桥和电感器。
示例16.根据示例15所述的控制电路，其中，所述控制电路被配置为依据所述第一电压的电压电平来控制所述半桥。
示例17.一种电子电路，包括：缓冲电路，其包括第一电容器和第二电容器；以及根据示例10至16中任一项所述的控制电路。
示例18.根据示例17所述的电子电路，还包括：电源和负载。

Claims (11)

1.一种方法，包括：
在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路(1)，
其中，在所述第一操作模式下操作所述缓冲电路(1)包括通过所述缓冲电路(1)的第一电容器(11)缓冲由电源(3)提供并由负载(4)接收的功率(Po)，并且
其中，在所述第二操作模式下操作所述缓冲电路(1)包括：
将第二电容器(12)与所述第一电容器(11)串联连接以形成电容器串联电路，
通过所述电容器串联电路向所述负载(4)供应功率，以及
调节所述电容器串联电路两端的第一电压(Upn)，
其中，调节所述第一电压(Upn)包括将电荷从所述第一电容器(11)转移到所述第二电容器(12)，
其中，所述方法还包括：
监测由所述电源(3)接收的输入电压(Uac)；以及
当所述输入电压(Uac)在长于预定时间段的时间内为零时，在所述第二操作模式下操作所述缓冲电路(1)。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述第二电容器(11)与电子开关(13)并联连接，
其中，所述电容器串联电路连接在第一电路节点(p)和第二电路节点(n)之间，
其中，在所述第一操作模式下操作所述缓冲电路(1)包括接通所述电子开关(13)，并且
其中，在所述第二操作模式下操作所述缓冲电路(1)包括关断所述电子开关(13)。
3.根据前述权利要求中任一项所述的方法，还包括：
在所述第二操作模式之后并且在所述第一操作模式之前，在第三操作模式下操作所述缓冲电路(1)，
其中，在所述第三操作模式下操作所述缓冲电路(1)包括将电荷从所述第二电容器(12)转移到所述第一电容器(11)。
4.根据权利要求3所述的方法，还包括：
监测所述第一电压(Upn)并且监测所述第一电容器(11)两端的第二电压(Upq)，以及
当所述第一电压(Upn)与所述第二电压(Upq)之间的差低于预定阈值时，在所述第一操作模式下操作所述缓冲电路(1)。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，
其中，将电荷从所述第一电容器(11)转移到所述第二电容器(12)包括使用耦合到所述第一电容器(11)和所述第二电容器(12)的电荷转移电路(14)，
其中，所述电荷转移电路(14)包括半桥(15H、15L；43H、43L)和电感器(17)。
6.根据权利要求5所述的方法，
其中，所述半桥(15H、15L)由所述电荷转移电路(14)的控制电路(2)依据所述第一电压(Upn)的电压电平来控制。
7.根据权利要求5所述的方法，
其中，所述负载(4)包括DC-DC转换器，
其中，所述半桥由所述DC-DC转换器的控制器(39)控制，
其中，所述电荷转移电路(14)还包括电子开关(17)，其耦合到所述半桥(43H；43L)的抽头并耦合到所述电感器(18)，并且
其中，所述电子开关(17)由所述电荷转移电路(14)的控制电路(2)依据所述第一电压(Upn)的电压电平来控制。
8.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述电源包括PFC级(35)。
9.一种控制电路(2)，被配置为：
在第一操作模式或第二操作模式下操作缓冲电路(1)，
其中，在所述第一操作模式下操作所述缓冲电路(1)包括通过所述缓冲电路(1)的第一电容器(11)缓冲由电源(3)提供并由负载(4)接收的功率(Po)，并且
其中，在所述第二操作模式下操作所述缓冲电路(1)包括：
将第二电容器(12)与所述第一电容器(11)串联连接以形成电容器串联电路，
通过所述电容器串联电路向所述负载(4)供应功率，以及
调节所述电容器串联电路两端的第一电压(Upn)，
其中，调节所述第一电压(Upn)包括将电荷从所述第一电容器(11)转移到所述第二电容器(12)，
其中，所述控制电路(2)还被配置为：
监测由所述电源(3)接收的输入电压(Uac)；以及
当所述输入电压(Uac)在长于预定时间段的时间内为零时，在所述第二操作模式下操作所述缓冲电路(1)。
10.一种电子电路，包括：
缓冲电路(1)，包括第一电容器(11)和第二电容器(12)；以及
根据权利要求10所述的控制电路。
11.根据权利要求10所述的电子电路，还包括：
所述电源(3)和所述负载(4)。
CN202210703909.8A 2021-06-21 2022-06-21 用于延长保持时间的方法 Pending CN115580103A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP21180669.0 2021-06-21
EP21180669.0A EP4109713A1 (en) 2021-06-21 2021-06-21 Circuit and method for extending the hold-up time

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115580103A true CN115580103A (zh) 2023-01-06

Family

ID=76641604

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210703909.8A Pending CN115580103A (zh) 2021-06-21 2022-06-21 用于延长保持时间的方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11953971B2 (zh)
EP (1) EP4109713A1 (zh)
CN (1) CN115580103A (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4037169A1 (en) * 2021-01-28 2022-08-03 Infineon Technologies Austria AG Control circuit for a power suuply and power supply with reduced standby power losses
EP4109713A1 (en) * 2021-06-21 2022-12-28 Infineon Technologies Austria AG Circuit and method for extending the hold-up time
US12026027B1 (en) * 2022-12-15 2024-07-02 Dell Products L.P. Extending hold-up time of a power supply unit

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6043705A (en) * 1998-03-25 2000-03-28 Lucent Technologies Inc. Boost converter having extended holdup time and method of operation
KR100604788B1 (ko) 1998-10-23 2006-07-26 삼성전자주식회사 호환형 광픽업장치
EP1001514A3 (en) * 1998-11-16 2000-09-27 Alcatel Switched power converter with hold-up time and harmonics reduction
US6504497B2 (en) 2000-10-30 2003-01-07 Delta Electronics, Inc. Hold-up-time extension circuits
US9590495B2 (en) 2011-08-26 2017-03-07 Futurewei Technologies, Inc. Holdup time circuit and method for bridgeless PFC converter
CN106159992B (zh) * 2015-04-28 2019-02-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 电力供应***及电力变换装置
US10033264B2 (en) * 2016-04-29 2018-07-24 Infineon Technologies Austria Ag Bulk capacitor switching for power converters
US20200209902A1 (en) * 2018-12-28 2020-07-02 Continental Automotive Systems Inc. Low cost automotive low dropout regulator (ldo) with integrated switched capacitor boost regulation
CN109889077B (zh) * 2019-04-08 2021-01-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 单相和三相兼容的ac/dc电路及充放电装置
US11139754B1 (en) * 2020-10-09 2021-10-05 Solax Power Network Technology (Zhejiang) Co., Ltd. Inverter circuit for realizing high-efficiency control of single-phase power of single-phase three-wire power supply
EP4109712A1 (en) * 2021-06-21 2022-12-28 Infineon Technologies Austria AG Circuit and method for extending the hold-up time
EP4109713A1 (en) * 2021-06-21 2022-12-28 Infineon Technologies Austria AG Circuit and method for extending the hold-up time

Also Published As

Publication number Publication date
US11953971B2 (en) 2024-04-09
EP4109713A1 (en) 2022-12-28
US20220404896A1 (en) 2022-12-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107408889B (zh) 功率转换器
CN115580103A (zh) 用于延长保持时间的方法
US9762127B2 (en) Power converter and power conditioner
US20070109822A1 (en) Zero voltage switch method for synchronous rectifier and inverter
US8488346B2 (en) Power conversion apparatus and method
US20130322128A1 (en) Bidirectional dc-dc converter and method of controlling bidirectional dc-dc converter
US20110316514A1 (en) Voltage Converter and Voltage Conversion Method
JP2015144554A (ja) 電力変換装置
US20220407405A1 (en) Method for extending the hold-up time
WO2018122329A1 (en) Ac-dc converter circuit arrangement and method for operating a respective ac-dc converter circuit arrangement
US9780690B2 (en) Resonant decoupled auxiliary supply for a switched-mode power supply controller
CN111697852A (zh) 用于操作功率转换器的方法
US5822198A (en) Single stage power converter and method of operation thereof
JP2003079144A (ja) 交流電圧から低電力整流低電圧を発生させる電気回路装置
KR101804773B1 (ko) 리플 제거 기능을 구비한 교류-직류 컨버터 회로
JP3874291B2 (ja) 電源装置
US9490637B2 (en) Power converting apparatus
CN111278676B (zh) 储能装置和运行这种储能装置的方法
EP4329172A1 (en) Power factor correction stage, controller and method of controlling a power factor correction stage
JP2004153990A (ja) 力率改善コンバータ
RU2723438C1 (ru) Однофазный выпрямитель напряжения
EP4395147A1 (en) Power converter
US20230299681A1 (en) A boost converter and method of controlling a boost converter
JP2017135803A (ja) Ｕｐｓ機能を有する蓄電装置及びｕｐｓ機能を有する蓄電装置の制御方法
JP4734741B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination