CN1149359A - 用于电灯负载的开关式电源 - Google Patents
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Abstract
用于开关式电源的消除无线电干扰的电路，适用于放电灯及白炽灯的工作。该消除无线电干扰的电路至少具有一个可控附加源(ZW，F)及一个控制电路(TR1)。通过该附加源(ZW，F)产生所需补偿信号，该信号相对于通过快速开关晶体管(T1，T2)产生的干扰信号相位相反。附加源或与干扰源并联及与周围容性地耦合(ZW，F)或与干扰源在导线中形成电位串联。在第一情况下附加源最好包括一个设在开关晶体管(T1，T2)附近的金属面(F)，它的电位变化相对于干扰源的电位变化(例如借助传送器(TR1))相位反相，干扰源基本是在开关晶体管(T1，T2)的连接点(M)附近的范围上。在第二情况下附加源最好通过传送器的两个次边绕组来实现。这时原边绕组受到干扰源电位变化的控制并在次边侧导线中感应出反相的同步补偿信号。消除干扰部分也可选择为闭合的谐振回路来实现，其中导线的同步干扰电流用作调节量。
Description
本发明涉及权利要求1前序部分的使电灯工作在交流电压电网或直流电压源上的一种开关式电源。
这种开关式电源既适用于驱动放电灯，尤其是荧光材料灯及高压灯，也适用驱动白炽灯，如低压卤素白炽灯。用于放电灯负载的开关式电源一般称为电子镇流器(EVG)，而用于低压卤素白炽灯负载的开关式电源则习惯上用电子变压器或电子变流器的名称。
由交流电压电网供电的开关式电源被称为开关式电源装置。如果一个开关式电源连接在一个直流电压源上，例如电池上，它也被称为直流变换器。此外也可能将两个或多个这类开关式电源连接成一种级联电路，其中前级电源的输出端与后级电源的输入端相连接。在EP-A0485865中例如公开了一种用于放电灯负载的电路装置。该电路装置由一直流电压源、例如机动车內电源供电，并具有一个升压调节器(Aufwrtsregler)及必要时设有一个后级逆变器，用于放电灯的交流驱动。
开关式电源的一个基本特征是至少具有一个带有一个或多个快速开关(通常对此使用快速开关晶体三极管)的开关部分。该开关部分可以作为电抗式变换器(降压调节器、升压调节器、升压-降压调节器、逆变器)、阻塞型变换器、通流型变换器或推挽式变换器(半桥及全桥式电路)来实现-例如被描述在“开关电源装置”(西门子股份公司，W.Hirschmann及A.Hauenstein著，1990年，柏林)第40页上。该开关部分将其输入端上的电压，例如被整流的电网电压或一个前级变换器的输出电压转换成高频的脉冲电压。由此形成了(特别是在开关的区域上形成了)相对接地机壳材料(保护等级I的装置)或相对周围及地(保护等级II的装置)的快速电位变化。与电位变化相关联的随时间变化的电场通过容性耦合会引起同步干扰电流，该电流例如流到电网导线上或流经开关式电源。电流环路这时通过寄生电容实际在开关部分与地之间闭合。关于形成无线电干扰的详细说明例如可在“开关电源装置”(西门子股份公司，W.Hirschmann及A.Hauenstein著，1990年，柏林)第72页上看到。对于开关式电源的无线电干扰的极限值被规定在VDE规定0871及专用于灯的电驱动装置的规定VDE0875-相当于国际标准CISPR15中。
一种用于抑制同步干扰电流的实用措施在于：在电网导线中连接一种去干扰滤波器，例如一种电流补偿线圈。电流补偿线圈的设计例如描述在“开关式电源装置实践”(O.Kilgenstein著，Vogel图书出版社，1986年，维尔茨堡)第355页上。它的原理是基于：具有电网频率的电网电流可以无阻尼地通过。相反地，高频同步干扰电流通过电流补偿电抗的高感抗被滤去。但是在结构紧凑方面受到限制，因为通过直接靠近的部件及其干扰信号可能降低电流补偿电抗的去干扰作用或甚至(尤其基于干扰磁场)转变成相反的作用。
在保护等级I的装置的情况下，从电网导线向保护或接地导体连接附加的Y电容，由此可使至少一部分同步干扰电流流到地中。在保护等级II的装置的情况下不存在此可能性。
EP-PS0264765描述了一种用于低压卤素白炽灯负载的电子变换器，它具有用于取消无线电干扰的电流补偿电抗线圈。此外功率传送器的次边线圈通过一个电容与电网整流器的正极或负极相连接，该功率传送器用作去耦电路，它将开关部分的脉冲电压转换成与其相连接的低压卤素白炽灯的额定电压。由此产生了高频(HF)短路，干扰电压通过功率传送器保持低值。但是这种措施限制用在电子交流器上。
在DE-OS4137207中公开了一种HF去干扰装置，它同样是基于HF短路并在原则上可用于EVG、也可用于电子变流器。对此在例如EVG的情况下，HF信号由放电灯的串联谐振电路去耦并通过一个高通滤波器与连接在电网导线中的去干扰电抗相连接。在高通滤波器的最佳参数时几乎没有干扰电流流过电网导线。但是去干扰电抗的HF阻抗依赖于流过它的输入电流的值。由此，去干扰作用随接入负载敏感地变化。
本发明的任务在于，克服上述的缺点并给出用于电灯负载的一种开关式电源，它的与功率相关的同步无线电干扰低于有关规章的极限值。此外，消除无线电干扰电路可实现该电源的紧凑结构，并且原则上它可适用于电子变流器，也可适于电子镇流器。另一部分任务是利用尽可能少的附加元件来提供特别经济的技术解决。
这个任务将根据本发明通过权利要求1特征部分的特征来解决。本发明另外的有利实施例描述在从属权利要求中。
其基本构思在于：干扰信号-干扰电压及同步干扰电流-通过一个或多个合适的附加源来补偿，这时通过附加源产生出相对干扰信号反相的补偿信号。通过叠加使这两种信号反相地以理想方式相抵消。补偿的作用可受到补偿信号的幅值、频率及时间变化以及相对干扰信号的相对相位的影响。这些影响量在根据本发明的开关式电源的一个控制方案中被固定地调节。在一个调节方案中调节量合乎目的地由同步干扰电流获得，该电流在电网导线或开关部分的输入侧连接导线中流过。最好这样地进行调节，即使得所述干扰信号减至最小。
可控附加源-它基本上起到电压源的作用-与干扰源即与开关部分或是并联或是串联。在第一情况下，附加源是电压发生器的形式及一个与此相连接的耦合部件被设置在开关附近，以及与此类似的，干扰源容性地与周围例如与地相连接。由干扰源通过寄生电容流向周围的干扰电流将被补偿，这时通过附加源感生出一个反向的、同样是经由寄生电容向周围流动的补偿电流。这将通过附加源适当的电位变化来达到，该变化是与干扰源的电位变化反相的。这意味着，两种电位变化的时间曲线在相位转过180°时完全相等。
在第二情况下，开关部分的来自交流电压电网或直流电压源的导线各具有一个附加源。如果开关式电源由一个交流电压电网供电，附加源可选择串联在电网整流器的输入导线或输出导线之中。借助合适的控制这时将由这些附加源产生出补偿电压，它相对于由干扰源产生的干扰电压是反相的。补偿电压及干扰电压这样地彼此确定，即它们反相地以理想方式完全补偿，并由此避免形成同步干扰电流。补偿信号与干扰信号之间的相位固定在这两种情况下是通过由干扰源产生的同步信号保证的，这在使用推挽式变换器的情况下例如是在两个桥臂晶体管的中点进行抽头。
并联附加源的耦合部件是通过一个等电位面、即一个导电表面(例如由金属或导电塑料作成的面)来实现的。它与可控电压发生器的一个极相连接并起到一个与周围耦合的寄生平板电容的一半的作用。该等电位面有利地设置在开关部分的附近，最好是设置在开关式电源的印刷电路板上。由此将保证，寄生电容耦合的变化(通过在一个接地金属壳中整个电路装置的布置)对于干扰源及对于附加源的等电位面是相同程度的，并因此以接近的方式保持补偿。等电位面产生补偿电流所需的电位变化是通过借助控制电路适当控制的电压发生器来产生的，这里感生补偿电流等的幅值受到等电位面的几何尺寸、尤其是面积的影响。
在第一实施例中，控制电路有一个反相级及一个后级驱动级。反相级的输入端与开关部分相连接以便同步。反向同步信号通过驱动级传送到后面的可控电压发生器，该电压发生器由推挽末级组成。驱动级-它最好借助运算放大器来实现-控制推挽末级中的互补晶体管。推挽末级的输出端与等电位面相连接并与同步信号反向地改变它的电位。推挽末级的电压源最好取自开关部分的电压源。以此方式在等电位面上产生出电位变化，它的幅值相当于干扰源的幅值。通过对推挽末级晶体管及其控制部分的合适选择，将保证电位变化的上升与开关部分晶体管的开关脉冲上升沿相一致。在一种变形方案中，互补晶体管使用同类型晶体管来代替。但是在此情况下对于晶体管需要电位上隔离的控制信号，由此，元件费用及以至成本费用增高。
在第二实施例中，控制电路由一个传送器的原边绕组构成及电压发生器由传送器的次边绕组构成。为了与干扰信号同步，原边绕组与开关部分相连接。次边绕组的第一端与等电位面相连接及第二端即一个端点与电路的合适电位相连接，以使得与传送器的绕组极性一起产生次边电压信号与同步信号之间的反向。通过传送器的变比及等电位面的尺寸可以影响补偿电流。
通常开关式电源包括感性部件，它们与开关部分相连接，例如EVG中的灯电抗线圈、阻塞型变换器中的变换器电抗或电子变流器中的功率传送器。在一个优选实施例中，这些感性部件同时作为可控附加源的控制电路、即上述传送器的组成部分使用。在一个用于电子变流器的特别有利的变型方案中，电压发生器作为传送器铁芯上反向的附加绕组来实施，它的第一端将与等电位面连接。这体现了对于消除无线电干扰电路的一种成本上特别合算及布置紧凑的技术解决，因为它仅需要一个附加绕组而不需要附加的部件。等电位面可用简单方式通过开关式电源的铜覆盖的印刷电路板的相应布线图以金属面构型的方式实现，也同样无需附加的成本费用。附加绕组与传送器原边绕组的端点最好彼此相连接。附加绕组的自由端与金属面相连接。补偿除受到金属面的尺寸的影响外，还受到附加绕组的匝数及附加绕组端点电位的选择的影响。
在第二情况的一个优选实施例中，串联附加源通过一个传送器的次边绕组来实现，在以下将传送器称为供电变压器，其中在开关部分的来自电压源的导线中各串联了一个次边绕组。该次边绕组的数目即相应于导线的数目。必要时对附加绕组还在其前或其后连接一个电网整流器。控制电路由供电变压器的原边绕组构成，该原边绕组与次边绕组反相地耦合。原边绕组(必要时通过附加阻抗)与开关部分、例如与开关的一个连接点相连接。以此方式，在原边绕组中流过的同步信号将在次边绕组中感应出补偿电压，该补偿电压相对开关部分的干扰电压是反相的。补偿可受到供电变压器的参数(变比、绕组方向)及必要时附加阻抗的影响。
根据本发明的去无线电干扰电路的各种实施例的调节方案将如下述地实现。在上述的电路装置中还附加连接了一个传送器-以下称为传感变压器。它的原边由两个绕组组成，每个绕组与电网导线或开关部分的导线相连接。次边由一个绕组组成并与一个调节放大器的输入端相连接。绕组的绕向是这样设计的，仅是原边的导线上的同步干扰信号在次边绕组中感应出一定值的反相信号。在并联控制的附加源情况下(推挽末级与等电位面)所需的反相级由此可在调节的实施例中被取消。作为调节放大器将使用在控制方案中已述的驱动级。它对后面的推挽末级进行控制，后者再与等电位面相连接。通过等电位面与周围的容性耦合产生出同步补偿电流，由此使调节回路闭合。在串联附加源的情况下，推挽级及等电位面由供电变压器来代替。
在此将要再次地强调地指出本发明的一个决定性的优点。虽然不仅传感变压器的两个绕组而且供电变压器的两个绕组总作为电流补偿电抗，但是由此引起的对同步干扰电流的阻尼对于消除无线电干扰电路的补偿作用是不需要的。因此对于绕组的空载电感可以选择这样的值，它远小于(例如为1mH)传统电流补偿电抗的值(例如为20mH)。由此可以实现该开关装置的明显小型紧凑的尺寸。
通过反向电流(并联附加源)或反相电压(串联附加源)使同步干扰电流的下降近似地正比于调节回路的回路放大系数。回路放大系数K由调节回路中连接的变压器的变比及调节放大器的放大系数组成。对于K＞50可以得到足以满足有关规章的同步干扰电流的减少。回路放大器的带宽这样地选择，以致可以将其调节到预期的干扰频谱。
以下将借助一些实施例来详细地描述本发明。附图为：
图1：根据本发明的一个电子变流器的电路图，该变流器用于低压卤素白炽灯并具有一个可控的消除无线电干扰电路，该电路具有一个附加绕组及一个与其相连接的金属面作为与干扰源并联的附加源；
图2：根据图1中电路设置的印刷电路板的布线图；
图3a：根据规章CISPR15测量的图2中电路在150KHz及30MHz之间的范围中的干扰频谱，其中功率传送器通过约2米长的导线与一个100W的卤素白炽灯相连接；
图3b：相似于图3a的干扰频谱，但范围在50KHz及1.4MHz之间；
图3c：相似于图3a的干扰频谱，但范围在20KHz及160KHz之间；
图4：根据本发明的用于低压卤素白炽灯的一种电子变流器的原理电路图，该变流器具有使用供电变压器作为与干扰源串联的附加源的可控消除无线电干扰电路；
图5：一种可控消除无线电干扰电路的原理电路图，该电路具有一个推挽末级及与其相连接的金属面作为并联附加源；
图6：图5中消除无线电干扰电路的控制方案变型；
图7：图4中消除无线电干扰电路的控制方案变型。
图1表示用于其最大接收功率为105W的12V卤素白炽灯的电子变流器的电路图。以下对每个结构部分进行说明。该电路的输入端通过保险丝SI1及热开关TS1进行保护以免过电流及过热。随后是一个由X-电容器C12及双电抗线圈L1组成的推挽式去干扰滤波器。双电抗线圈L1两个线圈中的每一个串联在输入端两根导线的每根上并各由一并联电阻阻尼。后面是一个电网整流器，它由桥式电路的四个二极管D1-D4组成，它的输出端具有一个并联的滤波电容C14及一个用作过压保护的压敏电阻。随后是一个半桥电路方式的自振荡电流反馈型逆变器。它的工作原理已在专利申请文献P4416401中详细地描述。因此在以下仅说明单个的功能组及结构部分。核心部分是一个自振荡电流反馈型半桥变换器，它基本上由：两个开关晶体三极管T1，T2(每个并联了一个续流二极管D7，D8)；两个各并联一个二极管D9，D10的桥臂电容C8，C9；功率传送器TR1，它的次边绕组通过消除无线电干扰电容器C6，C7与电网整流器的正极相连接，并与12V卤素白炽灯相连接；以及一个控制信号传送器STR1-A至STR1-C，它供给用于桥臂晶体管T1，T2的控制信号，该控制信号通过由电阻R2，R4或R3，R5及二极管D15或D16组成的控制回路传送到桥臂晶体管T1或T2的基极端子上。该半桥变换器借助于传统的触发信号发生器启动，该触发信号发生器基本上由电阻R1，R7，充电电容C2及双向晶闸管DIAC1组成。与充电电容C2并联的晶体管T4的基极通过电阻R14与半桥晶体管T2的基极相连接，该晶体管T4防止在半桥变换器振荡期间形成不希望有的触发脉冲。该特征已公开在专利申请P4416401中。一种本身为公知的保护电路基本上由晶体管T3，电容C3，C5，二极管D11及电阻R6，R8及R11组成，它保护桥臂晶体管T1，T2免遭次边过载。消除无线电干扰电路由功率传送器TR1中的附加绕组ZW及一个金属面F组成。附加绕组ZW与功率传送器TR1的原边绕组具有相反的线圈绕向并各由73匝线圈组成。它们在节点FP上彼此相连接。附加绕组ZW的自由端与金属面F相接触。以此方式，两个桥臂晶体管T1及T2之间的中点M的电位变化被反相地传送到金属面上。在表1中列出了所使用的元件。
图2表示根据图1制造好的并配置元件的印刷电路板的布线图。众所周知，无线电干扰很大程度上与寄生电容量及电感量有关，因此与使用的元件，元件的空间布置及彼此电连接有关。所以金属面F被精心地确定为这种布线。金属面F的制作是在对印刷电路板的腐蚀时由铜覆盖层直接形成的。因此既不产生附加的制造成本也不产生附加的材料费用。在这里涉及到根据本发明的消除干扰电路的一种特别经济的实施。
在图3a-3b中表示对图2中的电路根据规章CISPR15测出的准峰值(QP)干扰频谱。在测量时，将一个100W的卤素白炽灯工作在约2m长的与功率传送器TR1的附加绕组ZW相连接的导线旁。明显可以看到，在整个测量范围的一部分(20KHz至30KHz)上测量值大大地低于根据规章CISPR15标出的相应限界值曲线G。图3a表示在150KHz至30MHz之间的范围中QP测量信号作为频率的函数的曲线图。图3b及3c表示相应于在50KHz及1.4MHz之间的范围及在20KHz及160KHz之间的范围中的曲线图。在后一图中，逆变器的基波频率为约32KHz，并可明显地看出具有两倍及四倍基波频率的两个输出谐波。
图4表示具有可控制的串联附加源的电子变流器的原理图。该电路由供电变压器ES、电网整流器GR、触发信号发生器TG及自激电流反馈型半桥变换器HB各部件组成。供电变压器ES由一个原边绕组WE1及两个串联在电网导线N上的次边绕组WE2及WE3组成。半桥变换器HB基本上由两个桥臂晶体管T1及T2、两个桥臂电容C2及C3、功率传送器TR1及控制信号传送器RK-a至RK-c组成。整流器GR及触发信号发生器TG相应于图1中的那些，为简明起见仅表示为功能框。次边绕组WE2及WE3的第一端C及D与电网N相连接，而它们的第二端c及d与电网整流器GR的输入端G1及G2相连接。原边绕组WE1的第一端与半桥变换器HB的输入端E2相连接。它的第二端通过阻抗Z与两个半桥晶体管T1及T2的中点M相连接。以此方式，在原边绕组WE1中流过与中点M的干扰电位成正比的同步电流，该同步电流将在次边绕组WE2及WE3中各感应出反相的补偿电压。该补偿电压的幅值借助于阻抗Z对干扰电位这样地调整，即使得这两种电压相补偿且由此避免形成同步干扰电流。在一种变型方案中，供电变压器ES不与电网导线N相连接而被连接在电网整流器GR及半桥变换器HB的输入端之间。在此情况下，供电变压器ES两个次边绕组的各端子C，D及c,d分别与电网整流器GR的两个输出端G3，G4及半桥变换器HB的输入端E1，E2相连接。初级绕组的连接保持不变。
图5表示可控消除无线电干扰电路的另一实施例，它具有一个推挽末级GE及与其相连接的金属面F作为并联附加源。该推挽末级基本上由两个互补晶体管T5及T6和借助电阻R15及二极管D16的基极电路组成。金属面F与两个互补晶体管T5及T6之间的中点M2相连接。该控制电路由反相级I及驱动级T组成并控制推挽末级。消除无线电干扰的电路例如可构成在图1所示的电子变流器中。在此情况下可去掉附加绕组ZW。控制信号S与桥臂晶体管的中点M相连接，推挽末级GE的供电电压+及-端子与电网整流器的输出端G3及G4相连接。
图6表示消除无线电干扰电路的又一实施例，它具有一个推挽末级GE及与其相连接的金属面F作为并联附加源。与图5所不同的是调节回路的电路设计。对此，驱动级T由一个传感变压器SE的次边绕组WS3提供电信号。该传感变压器SE的原边具有两个绕组WS1及WS2，它们的绕制方向相对其边绕组WS3是这样确定的，即仅是原边的同步干扰电流产生出次边信号。为此目的，两个原边绕组WS1及WS2的第一端A及B与两根电网导线N相连接，或换一种方式，与电网整流器GR的两个输出端G3及G4相连接。两次边绕组的两个另外端与电网整流器GR的输入端G1及G2相连接，或换一种方式，与半桥变换器HB的输入端E1，E2相连接。
图7最后表示一个可调节消除无线电干扰电路的实施例，其中一个传送器的两个次边绕组作为串联附加源使用。该电路既具有图6所示的传感变压器SE又具有图4所示的供电变压器SE。这里用导线相串联的两个变压器的绕组的端子a及c和b及d相互连接。传感变压器SE的次边绕组WS3通过驱动级T与供电变压器ES的原边绕组WE1相连接。驱动级借助一个运算放大器来实现，它的输入端通过电阻RT彼此相连接。该电路例如可连接在电网整流器GR的前面或后面。在第一种情况下，图4中的连接点C，D及c,d分离开，并取代供电变压器ES，用图7中电路的连接端A，B及CD与电网导线N及电网整流器GR的输入端G1，G2相连接。在第二种情况下，图4中的连接点G3，E1及G4，E2分离开，并在该位置上用图7中电路的连接端A，B及C，D与电网整流器GR的输出端G3，G4及半桥变换器的输入端E1，E2相连接。供电变压器ES将从该电路中取消并且连接点C，c及D，d彼此相连接。该调节回路的参数可从表2中看出。
本发明并不局限在给出的实施例上。尤其是不同实施例中的单个特征也可彼此相组合。此外所给出的逆变器也可作成全桥电路和/或去耦电路作为触发及驱动放电灯的谐振电路来实施，而无需将消除干扰电路作原则性的改变或失去其有利作用。最后也可作到，所给出的消除干扰电路的实施例不作原则性改动地连接到另外的一种开关式电源的实际装置中，例如装入到电抗型变换器(降压调节器、升压调节器、升压-降压调节器、逆变器)、阻塞型变换器、通流型变换器中。此外，同类或不同类型的开关式电源装置也可用级联电路方式彼此相组合，其中每个开关式电源具有自己的消除无线电干扰的电路。
表1.图1中电路的元件表
表2： 图7中电路的元件表
| SI1 | T1A |
| R1 | 165kΩ |
| R2，R3 | 3，3Ω |
| R4，R5 | 100Ω |
| R6 | 560Ω |
| R7 | 165kΩ |
| R8 | 51kΩ |
| R9 | 330kΩ |
| R11 | 240kΩ |
| R12，R13 | 10kΩ |
| R14 | 1kΩ |
| C2 | 10nF；250V |
| C3 | 47μF；6，3V |
| C5 | 6，7 nF；400V |
| C6，C7 | 470pF；2 kV |
| C8，C9 | 88nF；400V |
| C12 | 220nF；250V |
| C14 | 150nF；400V |
| D1-D4 | 1N4007 |
| D7-D10 | 1N4937 |
| D11，D14，D15 | LL4148 |
| DIAC1 | NEC，32V |
| L1 | BVL32 |
| STR1-A-STR1-C | EF16 4，5/15，5/15，5 Wdgen。 |
| TR1 | R26 73/73/8 Wdgen. |
| T1，T2 | SGS F343 |
| T3，T4 | BC850C |
| VAR | S10 K250 |
| WS1，WS2 | 2 Wdgen. |
| WS3 | 50 Wdgen. |
| RT | 47kΩ |
| T | AD 844 |
| WE1 | 5 Wdgen. |
| WE2，WE3 | 50 Wdgen. |
Claims (13)
1.一种开关式电源，用于在交流电压电网或直流电压电源上驱动电灯，其组成为：
—必要时的一个电网整流器(GR)，
—一个开关部分(HB)，它包括用以产生脉冲电压的一个或多个开关(T1，T2)，
—一个消除无线电干扰电路，用以避免由开关部分产生的干扰信号，
—一个对开关部分(HB)的控制或调节部分(TG；STR1-A-STR1-C；RK-a-RK-c)，
—一个去耦回路(TR1)，它间接地在必要时通过一个或多个另外的后级开关式电源或直接地与至少一个电灯(HG)相连接，
其特征在于：消除无线电干扰电路具有一个或多个可控的和/或可调节的附加源(ZW；GE，F；WE2，WE3)及一个为了附加源的同步与开关部分相连接的控制电路(TR1；WE1；I，T)及必要时具有一个调节电路(SE，T，WE1)，其中每个附加源(ZW，F；GE，F；WE2；WE3)产生一个补偿信号，该补偿信号相对开关部分产生的干扰信号是反相的，以使得两种信号反相地相补偿。
2.根据权利要求1所述的开关式电源，其特征在于：控制电路与开关部分的一个或多个开关(T1，t2)的一个抽头(M)相连接，由此对控制电路(TR1；Z，WE1)提供用于同步所需的同步信号。
3.根据权利要求2所述的开关式电源，其特征在于：在借助桥式电路(HB)实施电源的情况下，使用两个桥臂晶体三极管(T1；T2)的连接点(M)作为抽头。
4.根据权利要求1所述的开关式电源，其特征在于：附加源是一个可控的电压发生器(ZW；GE)并具有一个与此相连接的等电位面(F)，它起到与周围耦合的寄生平板电容器的一半的作用。
5.根据权利要求4所述的开关式电源，其特征在于：等电位面通过设置在开关部分(HB)附近的金属面(F)来实现，其中借助于控制电路(TR1；I，T)使金属面的电位变化相对于开关部分(HB)中抽头(M)的电位变化相位相反。
6.根据权利要求5所述的开关式电源，其特征在于：金属面(F)是在其上装配开关式电源的一个印刷电路板的一部分，其中金属面的面积及形状通过印刷电路板的布线图及使用部件这样地确定，即达到最小的干扰信号。
7.根据权利要求4所述的开关式电源，其特征在于：控制电路具有一个反相级(I)，一个驱动级(T)及与其相连接的电压发生器具有一个末级(GE)，其中反向级用同步信号供电并且由驱动级(T)控制的末级(GE)与等电位面(F)相连接。
8.根据权利要求4所述的开关式电源，其特征在于：控制电路通过一个传送器(TR1)的原边绕组及电压发生器通过该传送器(TR1)的次边绕组来实现，其中原边绕组用同步信号供电及次边绕组与等电位面(F)相连接。
9.根据权利要求8所述的开关式电源，其特征在于：去耦回路由一个功率传送器(TR1)组成，它除作传送器用外还用于实现控制电路及电压发生器，它的原边与开关部分相连接及它的次边部分与至少一个白炽灯(HG)相连接，其中功率传送器的次边具有一个附加绕组(ZW)，该附加绕组的第一端与等电位面(F)相连接及其第二端与开关式电源的一个点(FP)相连接，其中该点(FP)具有这样的地位，即通过该等电位面(F)将流过一个与周围容性耦合的并对同步干涉电流反相地补偿的电流。
10.根据权利要求1所述的开关式电源，其特征在于：开关电源具有与从交流电压电网(N)或从直流电压源来的并与开关电源相连接的导线一样多的附加源(WE2；WE3)，其中在每根导线上总串联一个附加源(WE2；WE3)，并且在必要时该附加源(WE2；WE3)可选择地连接在电网整流器(GB)的前面或后面。
11.根据权利要求10所述的开关式电源，其特征在于：附加源通过一个供电变压器(ES)的次边绕组(WE2，WE3)来实现，该供电变压器的原边绕组(WE1)用同步信号供电。
12.根据权利要求11所述的开关式电源，其特征在于：同步信号通过一个阻抗(Z)传送到供电变压器(ES)原边绕组(WE1)。
13.根据以上权利要求中任一项的开关式电源，其特征在于：消除无线电干扰电路附加地包括一个传感变压器(SE)及一个调节放大器(T；T，WE1)，其中传感变压器(SE)原边的绕组(WS1，WS2)被连接在来自交流电压电网(N)或来自直流电压源的开关式电源的导线中，并且其中在必要时传感变压器(SE)原边的绕组(WS1，WS2)选择地连接在电网整流器(GR)的前面或后面，以及传感变压器(SE)的次边绕组(WS3)与调节放大器(T；T，WE1)相连接，调节放大器本身控制附加源(GE，F；WE2；WE3)，由此消除无线电干扰电路与通过寄生电容与周围容性耦合一起形成了一个闭合的调节回路。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C17 | Cessation of patent right | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 19990407 Termination date: 20120517 |