CN114840046B - 一种基于电流密勒补偿的线性稳压器 - Google Patents

Abstract

本发明属于稳压器技术领域，具体涉及一种采用电流密勒补偿方法的线性稳压器。本发明通过使用辅助电流密勒原理对传统的密勒补偿进行改进，可以大大提高片内电容的小信号等效容值，使得在输出挂载片外大滤波电容的同时，主极点依然可以做到片内，因此其不会随外部输出节点的使用情况变化而剧烈变化，提高了线性稳压器的适应性和稳健性。同时该方案仅仅通过增加若干无源器件即可实现，不会增加电路的复杂度和占用过大的芯片面积，是一种实用性非常高的补偿方案。

Description

一种基于电流密勒补偿的线性稳压器

技术领域

本发明属于稳压器技术领域，具体涉及一种采用电流密勒补偿方法的线性稳压器。

背景技术

在当今社会，随着便携式设备和物联网的不断发展，要求各种电子产品的体积尽可能地减小，这就要求其内部芯片的集成度要求越来越高，尽可能将更多的功能模块集成在一块芯片中，线性稳压器作为各种芯片内部必不可少的供电模块，也要求能够与其他模块一起集成在芯片内部。通常在整体的芯片设计中，为了保证线性稳压器输出的稳定，使得整个芯片可以稳定工作，通常会在线性稳压器的输出端接一片外接滤波电容，该电容的值往往不可避免地很大，一般在微法量级。而外接大容值的电容将会给整个线性稳压器的环路设计带来较大的挑战，在线性稳压器的设计中，环路的设计是非常重要的，一个设计合格的线性稳压器必须保证能够在整个负载工作范围内环路都具有足够的相位裕度和响应速度，输出端外接片外电容的线性稳压器，其输出节点因为外接电容具有很大的时间常数。在这种情况下最常用的密勒补偿方法将难以应用，因为很难将主极点确定在芯片内部节点。通过在内部电路***缓冲器等方法，通过将主极点确定在线性稳压器的输出节点并同时保证内部次级点与主极点的距离，可以保证环路的频率稳定性，但是这一方法将主极点放在了输出节点，而线性稳压器的输出节点会随着负载的变化和外部芯片设置的变化而发生较大的变化，这使得主极点的位置随外部使用条件不断变化，不利于整个***的可靠性和稳健性，并增大了整个环路设计的难度并大大损害了设计裕度，同时限制了线性稳压器的使用范围。

针对上述关于线性稳压器环路补偿设计的难题，本专利利用“电流密勒原理”的相关技术，设计了一种利用电流密勒原理辅助进行环路密勒补偿的线性稳压器，该线性稳压器同样挂载片外输出节点滤波电容，但可利用片内常规大小的电容产生与片内节点关联的主极点，此时尽管输出挂接大电容，但其仍是次级点，这时线性稳压器不同的使用条件将不会过度影响主极点，因此不会对***的整个频率特性产生较大的影响。提高了线性稳压器的适用性和稳健性。

发明内容

本发明的目的是针对现有带片外电容线性稳压器难以应用常规密勒补偿方式所带来的问题，提出了一种新的补偿方案，在利用电流密勒效应，使得主极点可以被做到片内，同时可以实现内部补偿电容的两级增益放大，不会增大片内需要的补偿电容的容值。

为实现上述目的，本发明的技术方案为：

一种基于电流密勒补偿的线性稳压器，包括第一PNP管QP1、第二PNP管QP2、第一NPN管QN1、第二NPN管QN2、第三NPN管QN3、第四NPN管QN4、第一LDPMOS管HMP1、第二LDPMOS管HMP2、第三LDPMOS管HMP3、第四LDPMOS管HMP4、第五LDPMOS管HMP5、第六LDPMOS管HMP6、第七LDPMOS管HMP7、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第一PMOS管MP1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3；其中，

第一LDPMOS管HMP1的源极接电源，其栅极接第一偏置电压，其漏极分别接第一PNP管QP1和第二PNP管QP2的发射极；第一PNP管QP1的基极接第一电阻R1和第二电阻R2的连接点，其集电极接第一NPN管QN1的集电极和第一NMOS管MN1的源极；第二PNP管QP2的基极接基准电压，其集电极接第二NPN管QN2的集电极和第二NMOS管MN2的源极；第一NPN管QN1的基极接第三电阻R3和第三电容C3的连接点，其发射极接地，第二NPN管QN2的基极通过第五电阻R5后接第七LDPMOS管HMP7的漏极，第二NPN管QN2的发射极接地；

第二LDPMOS管HMP2的源极接电源，其栅极和漏极互连，其漏极接第一NMOS管MN1的漏极；第三LDPMOS管HMP3的源极接电源，其栅极接第二LDPMOS管HMP2的漏极，第三LDPMOS管HMP3的漏极接第二NMOS管MN2的漏极；第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的栅极接第二偏置电压；

第四LDPMOS管HMP4的源极接电源，其栅极接第一偏置电压，其漏极接第五LDPMOS管HMP5的栅极和第一PMOS管MP1的源极；第一PMOS管MP1的栅极接第三LDPMOS管HMP3的漏极，第一PMOS管MP1的漏极接地；第五LDPMOS管HMP5的源极接电源，其漏极依次通过第一电阻R1和第二电阻R2后接地；第五LDPMOS管HMP5的漏极为输出端，通过第二电容C2后接地；

第六LDPMOS管HMP6的源极接电压，其栅极接第一偏置电压，其漏极接第三NPN管QN3的集电极，第三NPN管QN3的基极依次通过第四电阻R4、第三电阻R3、第三电容C3后接输出端，第三电阻R3和第四电阻R4的连接点接第六LDPMOS管HMP6的漏极，第三NPN管QN3的发射极接地；

第七LDPMOS管HMP7的源极接电源，其栅极接第一偏置信号，其漏极接第四NPN管QN4的集电极；第四NPN管QN4的基极通过第六电阻R6后接第七LDPMOS管HMP7的漏极，第六电阻R6和第五电阻R5连接。

QP1和QP2作为运放第一级输入级，QP2基级接基准电压VREF，两管通过HMP1提供偏置电流，并与下一级连接为折叠共源共栅结构，QP1和QP2的集电极分别于MN1和MN2的源极相连，MN1和MN2上端分别与HMP2和HMP3相连，HMP2和HMP3连接为电流镜形式，HMP2为二极管连接，HMP3漏端作为输出接下一级，MN1和MN2的下边分别接QN1和QN2的集电极，QN1和QN2的基级分别接V1和V2，V1和V2的产生方式将在下面叙述。

HMP3的漏端接下一级的Buffer输入，为MP1的栅极，MP1上端接HMP4提供偏置电流，源端连接HMP5，HMP5作为线性稳压器的过流管，用来调节和经过负载电流。HMP5的漏端为线性稳压器的输出VOUT，片外接有滤波电容C2，该电容的值通常很大。HMP5的下端连接电阻R1和R2，通过R1和R2将输出电压的分压值送到QP1的基级与基准电压VREF进行比较。

VOUT连接片内电容C3，C3的另一端连接V1，同时QN1和QN3的基级之间通过电阻R3和R4相连，R3和R4之间连接到QN3的集电极，使得QN1和QN3形成一个对称的结构，QN3的上端连接HMP6提供偏置电流。QN2、QN4、R5、R6按照前述的同样方式连接，但没有电容，QN4的上端连接HMP7提供偏置电流。

本发明的有益效果为，通过使用辅助电流密勒原理对传统的密勒补偿进行改进，可以大大提高片内电容的小信号等效容值，使得在输出挂载片外大滤波电容的同时，主极点依然可以做到片内，因此其不会随外部输出节点的使用情况变化而剧烈变化，提高了线性稳压器的适应性和稳健性。同时该方案仅仅通过增加若干无源器件即可实现，不会增加电路的复杂度和占用过大的芯片面积，是一种实用性非常高的补偿方案。

附图说明

图1本发明提出的线性稳压器具体电路。

图2本发明提出的线性稳压器环路增益求解小信号电路图。

图3本发明提出的线性稳压器空载下的环路增益波特图。

图4本发明提出的线性稳压器重载下的环路增益波特图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明技术方案进行详细描述：

本发明提出的线性稳压器的电路如图1所示：QP1和QP2作为输入对管，将输出电压的分压与基准电压相比较，通过第一级折叠共源共栅放大器以及源随器调节后级HMP5的栅极对输出电压进行稳压调节，最终得到的输出电压值为：

下面具体叙述该线性稳压器的补偿原理：该线性稳压器主要依靠电容C3进行补偿，当处于低频时，可以认为从VOUT流入C3的电流被一个小电阻采样返回到QN1的基级，而后经历QN1的跨导将这一电压信息放大为电流信息，从运放第一级的输出节点来看，相当于这一点的电压经过运放第二级放大和QN1的放大后，总共两级的放大信号又在运放第一级输出节点回到地。因此，流经C3的电流通过两级放大后流入第一级输出节点，相当于C3电容被放大了两级到了第一级输出节点接地，而通常情况下常规的密勒补偿只能将补偿电容放大一级，因此使用该方法可以利用同样大小的片内补偿电容获得更大的等效小信号电容，因此将主极点大大降低，使之对应于片内的节点。

求解环路增益的小信号等效电路可以由图2给出，通过对小信号电路进行求解，并忽略一些相对很小的参数，可以得到整个传输函数如下所示：

β是分压电阻的分压比。其中产生的右半平面零点很高，可以忽略，假设各个极点之间分得很开，可以得到该环路的主极点为：

可见环路的主极点物理意义非常明确，这是符合预期的，该主极点相当于第二级运放的增益g_m2R₂和电容C₃的电流采样部分的增益g_m3R₃两级增益乘上C₃得到了该节点的等效电容g_m2R₂ g_m3R₃ C₃，而后再乘上该节点的电阻R₁便得到了主极点，该主极点比一般的密勒补偿产生的主极点更加接近原点，因此可以克服输出节点大电容的影响，将主极点做在片内。

同时我们可以得到次级点的值为：

次级点是输出节点和与之相关联的多个参数共同作用而生成的，从形式上可以看到输出电容C₂的影响，这是符合预期的，同时可以看到C_C的作用在这里是为了将次级点降低，如果没有C_C的作用次级点在某些情况下会远离原点并和高频极点相作用产生共轭极点，这不是希望看到的，因此需要C_C电容在这里提供消除共轭极点的作用。

在轻载0.5uA的情况下，环路增益波特图如图3所示。此时可以看出主极点约为3.49Hz，低频增益92dB，而重载10mA的情况下得到的环路增益波特图如图4所示。此时可以看出主极点约为17.9Hz，低频增益76dB，可以明显看出，在极端负载对比下主极点的变化范围并不大，仅仅在数倍左右，这是因为主极点在带内与输出负载电阻的联系很弱，如果采用主极点做在输出节点的做法，其变换范围往往在几十倍甚至上百倍，因此***的其他特性不得不进行折衷设计。例如对于低频增益，输出主极点的做法为了兼顾各种负载条件下的稳定性，其低频增益往往只有四五十dB左右，很难达到本专利中最低76dB的情况。

综上所述，使用这种新的频率补偿方法可以大大减小带片外电容的线性稳压器的设计难度，同时仅仅增加了很少的元件，不会消耗过多的功耗和增加电路的复杂度，及其适合作为带片外电容线性稳压器的补偿方案来使用。

Claims (1)

1.一种基于电流密勒补偿的线性稳压器，其特征在于，包括第一PNP管QP1、第二PNP管QP2、第一NPN管QN1、第二NPN管QN2、第三NPN管QN3、第四NPN管QN4、第一LDPMOS管HMP1、第二LDPMOS管HMP2、第三LDPMOS管HMP3、第四LDPMOS管HMP4、第五LDPMOS管HMP5、第六LDPMOS管HMP6、第七LDPMOS管HMP7、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第一PMOS管MP1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3；其中，

第一LDPMOS管HMP1的源极接电源，其栅极接第一偏置电压，其漏极分别接第一PNP管QP1和第二PNP管QP2的发射极；第一PNP管QP1的基极接第一电阻R1和第二电阻R2的连接点，其集电极接第一NPN管QN1的集电极和第一NMOS管MN1的源极；第二PNP管QP2的基极接基准电压，其集电极接第二NPN管QN2的集电极和第二NMOS管MN2的源极；第一NPN管QN1的基极接第三电阻R3和第三电容C3的连接点，其发射极接地，第二NPN管QN2的基极通过第五电阻R5后接第七LDPMOS管HMP7的漏极，第二NPN管QN2的发射极接地；

第二LDPMOS管HMP2的源极接电源，其栅极和漏极互连，其漏极接第一NMOS管MN1的漏极；第三LDPMOS管HMP3的源极接电源，其栅极接第二LDPMOS管HMP2的漏极，第三LDPMOS管HMP3的漏极接第二NMOS管MN2的漏极；第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的栅极接第二偏置电压；

第四LDPMOS管HMP4的源极接电源，其栅极接第一偏置电压，其漏极接第五LDPMOS管HMP5的栅极和第一PMOS管MP1的源极；第一PMOS管MP1的栅极接第三LDPMOS管HMP3的漏极，第一PMOS管MP1的漏极接地；第五LDPMOS管HMP5的源极接电源，其漏极依次通过第一电阻R1和第二电阻R2后接地；第五LDPMOS管HMP5的漏极为输出端，通过第二电容C2后接地；

第六LDPMOS管HMP6的源极接电压，其栅极接第一偏置电压，其漏极接第三NPN管QN3的集电极，第三NPN管QN3的基极依次通过第四电阻R4、第三电阻R3、第三电容C3后接输出端，第三电阻R3和第四电阻R4的连接点接第六LDPMOS管HMP6的漏极，第三NPN管QN3的发射极接地；

第七LDPMOS管HMP7的源极接电源，其栅极接第一偏置信号，其漏极接第四NPN管QN4的集电极；第四NPN管QN4的基极通过第六电阻R6后接第七LDPMOS管HMP7的漏极，第六电阻R6和第五电阻R5连接。

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