CN114696578A - 功率变换器及其控制电路 - Google Patents

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Abstract

本申请提供一种功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括开关晶体管和输出电感，所述输出电感的一端为输出节点，所述输出电感的另一端为开关节点，所述控制电路用于生成控制信号，控制所述功率变换器中的开关晶体管，所述控制电路包括：电阻电容振荡网络，连接到所述输出电感两端，用于根据输出电感两端上的电压变化，生成包含有反馈斜坡补偿成分的振荡信号，其中，当所述功率变换器工作于电感电流断续模式时，所述电阻电容振荡网络在电感电流位于零电流期间内同所述输出电感断开使所述输出电感两端电压不影响所述振荡信号；比较器；导通时间产生电路；控制信号产生电路，生成控制信号，用于控制所述功率变换器中的开关晶体管。

Description

功率变换器及其控制电路
技术领域
本申请主要涉及电力电子技术，尤其涉及一种功率变换器及其控制电路。
背景技术
功率变换器多种控制方式，如电压控制方式、电流控制方式、迟滞控制方式和恒定时间导通方式等。其中，恒定导通时间控制方式因具有优异的动态响应速度和较高的轻载效率，在功率变换器中得到广泛的应用。同时，为实现功率变换器在电感电流连续模式(Continuous Current Mode，CCM)和电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode，DCM)下皆能保持稳定工作，对功率变换器的设计与实现提出了更进一步的要求。
申请内容
本申请要解决的技术问题是提供一种功率变换器及其控制电路和控制方法，实现功率变换器在电感电流连续模式和电感电流断续模式下皆能实现稳态运行。
为解决上述技术问题，本申请提供了功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括开关晶体管和输出电感，所述输出电感的一端为输出节点，所述输出电感的另一端为开关节点，所述控制电路用于生成控制信号，控制所述功率变换器中的开关晶体管，所述控制电路包括：
电阻电容振荡网络，连接到所述输出电感两端，用于根据输出电感两端上的电压变化，生成包含有反馈斜坡补偿成分的振荡信号，其中，当所述功率变换器工作于电感电流断续模式时，所述电阻电容振荡网络在电感电流位于零电流期间内同所述输出电感断开使所述输出电感两端电压不影响所述振荡信号；
比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述比较器的第一输入端用于输入参考信号，所述比较器的第二输入端用于输入反馈信号，所述比较器的输出端用于输出比较信号，所述振荡信号被并入所述参考信号或所述输入反馈信号中；
导通时间产生电路，根据所述比较信号或所述控制信号开始进行计时，产生导通计时信号；
控制信号产生电路，根据所述比较信号和所述导通计时信号，生成控制信号，用于控制所述功率变换器中的开关晶体管。
在本申请的一实施例中，所述振荡信号等于所述反馈信号。
在本申请的一实施例中，其中所述电阻电容振荡网络包括第一开关，第一电阻和第一电容，所述第一电阻、所述第一开关和所述第一电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一开关和所述第一电容的公共端输出所述振荡信号。
在本申请的一实施例中，其中所述电阻电容振荡网络包括第一开关，第一电阻和第一电容，所述第一开关、所述第一电阻和所述第一电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一电阻和所述第一电容的公共端输出所述振荡信号。
在本申请的一实施例中，其中所述振荡信号与一个表征所述输出电压的信号叠加之后生成所述反馈信号。
在本申请的一实施例中，所述电阻电容振荡网络包括第二开关、单级或多级RC电路和差分放大器，所述第二开关和所述单级或多级RC电路串联后连接到所述输出电感两端，所述差分放大器具有第一输入端，第二输入端和输出端；所述差分放大器的第一输入端和第二输入端连接到所述单级或多级RC电路中的电容或电阻两端，所述差分放大器的输出端输出振荡信号。
在本申请的一实施例中，当所述电阻电容振荡网络中包括单级RC电路时，所述第二开关和所述单级RC电路中的电阻和电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述单级RC电路的电阻或电容两端。
在本申请的一实施例中，当所述电阻电容振荡网络中包括多级RC电路时，所述多级RC电路中的第一级RC电路中电阻和电容与所述第二开关依次串联后连接到与所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述多级RC电路中最高一级的电阻或电容两端。
在本申请的一实施例中，进一步包括过零检测电路，所述过零检测电路包括：
第一比较器，具有第一端，第二端和输出端，其中，所述第一端接收一个表征所述功率变换器电感电流的感测信号，所述第二端接收一个过零检测阈值，所述输出端输出一个过零提示信号；
RS触发器模块，输出过零检测结果信号，所述RS触发器模块在当前工作周期的末尾下一个工作周期之前基于所述过零提示信号更新过零检测结果信号。
在本申请的一实施例中，所述过零检测电路还包括计时器，所述过零检测结果信号使所述第一开关断开的时长大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间。
本申请还提供一种功率变换器，包括：开关晶体管；输出电感，所述输出电感的一端为输出节点，所述输出电感的另一端为开关节点；控制电路，包括：电阻电容振荡网络，连接到所述输出电感两端，用于根据输出电感两端上的电压变化，生成包含有反馈斜坡补偿成分的振荡信号，其中，当所述功率变换器工作于电感电流断续模式时，所述电阻电容振荡网络在电感电流位于零电流期间内同所述输出电感断开使所述输出电感两端电压不影响所述振荡信号；比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述比较器的第一输入端用于输入参考信号，所述比较器的第二输入端用于输入反馈信号，所述比较器的输出端用于输出比较信号，所述振荡信号被并入所述参考信号或所述输入反馈信号中；导通时间产生电路，根据所述比较信号或所述控制信号开始进行计时，产生导通计时信号；控制信号产生电路，根据所述比较信号和所述导通计时信号，生成控制信号，用于控制所述功率变换器中的开关晶体管。
与现有技术相比，本申请具有以下优点：通过对功率变换器电路中的控制电路的设计，实现功率变换器在电感电流连续模式和电感电流断续模式下皆能实现稳定运行。
附图说明
附图是为提供对本申请进一步的理解，它们被收录并构成本申请的一部分，附图示出了本申请的实施例，并与本说明书一起起到解释本申请原理的作用。附图中：
图1是本申请一实施例的功率变换器的电路结构示意图。
图2是本申请另一实施例的功率变换器的电路结构示意图。
图3是本申请又一实施例的功率变换器的电路结构示意图。
图4A是本申请一实施例的功率变换器在CCM模式下稳态工作时的波形示意图。
图4B是本申请一实施例的功率变换器在CCM模式下稳态工作时的波形示意图。
图5是本申请一实施例的功率变换器在DCM模式下电阻电容振荡网络为通路时的工作波形示意图。
图6是本申请一实施例的功率变换器在DCM模式下控制电阻电容振荡网络的通断时的工作波形示意图。
图7是本申请一实施例的功率变换器的过零检测电路的结构示意图。
图8是本申请另一实施例的功率变换器的过零检测电路的结构示意图。
图9是本申请一实施例的功率变换器在DCM模式下电阻电容振荡网络为通路时的工作波形示意图。
图10是本申请一实施例的功率变换器在DCM模式下控制电阻电容振荡网络的通断时的工作波形示意图。
具体实施方式
为让本申请的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本申请的具体实施方式作详细说明。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请，但是本申请还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本申请不受下面公开的具体实施例的限制。
如本申请所示，除非上下文明确提示例外情形，“一”、“一个”、“一种”和/或“该”等词并非特指单数，也可包括复数。一般说来，术语“包括”与“包含”仅提示包括已明确标识的步骤和元素，而这些步骤和元素不构成一个排它性的罗列，方法或者设备也可能包含其他的步骤或元素。
此外，需要说明的是，使用“第一”、“第二”等词语来限定零部件，仅仅是为了便于对相应零部件进行区别，如没有另行声明，上述词语并没有特殊含义，因此不能理解为对本申请保护范围的限制。此外，尽管本申请中所使用的术语是从公知公用的术语中选择的，但是本申请说明书中所提及的一些术语可能是申请人按他或她的判断来选择的，其详细含义在本文的描述的相关部分中说明。此外，要求不仅仅通过所使用的实际术语，而是还要通过每个术语所蕴含的意义来理解本申请。
应当理解，当一个部件被称为“在另一个部件上”、“连接到另一个部件”、“耦合于另一个部件”或“接触另一个部件”时，它可以直接在该另一个部件之上、连接于或耦合于、或接触该另一个部件，或者可以存在***部件。相比之下，当一个部件被称为“直接在另一个部件上”、“直接连接于”、“直接耦合于”或“直接接触”另一个部件时，不存在***部件。同样的，当第一个部件被称为“电接触”或“电耦合于”第二个部件，在该第一部件和该第二部件之间存在允许电流流动的电路径。该电路径可以包括电容器、耦合的电感器和/或允许电流流动的其它部件，甚至在导电部件之间没有直接接触。
本申请的实施例描述功率变换器及其控制电路。
图1是本申请一实施例的功率变换器的电路结构示意图。如图1所示，功率变换器包括开关电路和控制电路。开关电路包括开关晶体管，开关晶体管例如包括串联的第一开关管M1和第二开关管M2，其形成公共节点N1。具体地，第一开关管M1和第二开关管M2分别具有源极、栅极和漏极。第一开关管M1和第二开关管M2的通过公共节点N1连接输出电感L1和输出电容C1。输出电感L1的一端为输出节点，与输出电容C1的第一端连接，输出电感L1的另一端为开关节点SW。输出电容C1的第二端接地。
开关电路用于接收输入电压VIN，并将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。图1中，开关电路中的第一开关管M1的漏极接收输入电压VIN。第二开关管的源极接地端。输出电容C1的第一端上的电压即为输出电压VOUT。
在一些实施例中，功率变换器的控制电路包括比较器、电阻电容振荡网络、导通时间产生电路和控制信号产生电路。功率变换器的控制电路还可包括最小关断时间产生电路和逻辑电路。
最小关断时间产生电路用于克服控制电路中的元件，例如开关管自身的寄生电容的影响，其可避免在功率变换器电路关闭输出时，电路输出电压未关断到零时，就重新开通，从而避免由此带来的电路损耗与传导辐射的干扰，或是电路元件的损坏。
逻辑电路102包括第一输入端、第二输入端和输出端。逻辑电路的第一输入端接收比较器COM1的输出端的比较信号。逻辑电路的第二输入端耦接至所述最小关断时间产生电路，接收其输出的最小关断时间信号。逻辑电路的输出端耦接至导通时间产生电路的输入端。
导通时间产生电路的输出导通时间信号PWM。导通时间信号PWM经过控制信号产生电路产生第一控制信号HSPWM和第二控制信号LSPWM。第一控制信号HSPWM和第二控制信号LSPWM分别控制第一开关管M1和第二开关管M2的开通与关断。
在一实施例中，如图1所示，逻辑电路102可包括与门G1和一RS触发器。与门G1的第一输入端和第二输入端分别接收比较信号和最小关断时间信号。与门G1的输出端与RS触发器中S端口连接。RS触发器的R端接收复位信号。复位信号可为同步信号或异步信号。RS触发器的Q输出端耦接至导通时间产生电路，以提供激励信号。
电阻电容振荡网络连接到所述输出电感两端。电阻电容振荡网络用于根据输出电感两端上的电压变化，生成包含有反馈斜坡补偿成分的振荡信号，其中，当所述功率变换器工作于电感电流断续模式时，所述电阻电容振荡网络在电感电流位于零电流期间内同所述输出电感断开使所述输出电感两端电压不影响所述振荡信号。
如图1所示，比较器COM1具有第一输入端、第二输入端和输出端。比较器的第一输入端用于输入参考信号。比较器的第二输入端用于输入反馈信号。比较器的输出端用于输出比较信号。参考信号VREF的数值可根据实际情形进行设定。
在图1中，电阻电容振荡网络包括第一开关S，第一电阻R和第一电容C，所述第一开关、所述第一电阻和所述第一电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一电阻R和所述第一电容C的公共端输出所述振荡信号。
在另一实施例中，电阻电容振荡网络中的元件连接关系还可为所述第一电阻R、所述第一开关S和所述第一电容C依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一开关S和所述第一电容C的公共端输出所述振荡信号。振荡信号连接到比较器COM1的第二输入端作为反馈信号，即此时振荡信号等于反馈信号。
功率变换器电路以CCM模式运行时，当比较器COM1的第一输入端电压高于第二输入端电压，比较器的输出置高，即此时比较信号为高电平。当最小关断时间产生电路的输出亦为高电平时，则与门G1的输出端置为高电平。RS触发器的S端接收到激励信号，在Q端产生输出信号。Q输出端信号耦接至导通时间产生电路的输入端，使能导通时间产生电路。如前述，导通时间产生电路的输出端形成导通时间信号PWM。导通时间信号PWM再经过控制信号产生电路产生第一控制信号HSPWM和第二控制信号LSPWM。第一控制信号HSPWM和第二控制信号LSPWM分别控制第一开关管M1和第二开关管M2的开通与关断，以实现功率转换的功能。
在一实施例中，导通时间与输入电压VIN的幅值成反比，与输出电压VOUT的幅值成正比，这样可使得开关电路的开关频率在不同的输入电压VIN和输出电压VOUT条件下基本保持恒定。
比较器的第二输入端连接反馈电压VFB1。在图1所示的电路中，VFB1取自电阻电容振荡网络中第一电阻R和第一电容C的连接点。反馈信号VFB中包含VOUT分量和斜坡补偿信号VRAMP分量。电路运行在CCM模式下的典型波形图如图4A所例示。
功率变换器的恒定导通时间控制方式，在具有较好的动态响应速度和轻载效率的同时，对输出电压纹波的形状亦有较高要求。
在功率变换器电路中不包含电阻电容振荡网络并运行在CCM模式时，在一些情形中，输出电容的等效串联电阻(Equivalent Series Resistance，ESR)值很小，由于输出电容C1上的纹波与输出电感L1的电流IL相比，滞后90度相位，因而输出电压不能及时反映电感电流IL的变化。第一控制信号HSPWM为高电平时(设此时导通时间信号PWM也为高电平)，电感电流IL增加。但因前述的相位滞后90°，故输出电压VOUT不能及时建立，导致只与输出电压VOUT关联的反馈电压VFB1亦无法爬升。因此就可能出现HSPWM信号当前的开通期间经过后，VFB1仍然低于VREF，此时就会开启一个实际不必要的额外的PWM，导致PWM信号间隔不均衡，出现不稳定的情况。
而本申请前述实施例的技术方案中，因反馈信号VFB1取自电阻电容振荡网络中第一电阻R和第一电容C的连接点，故反馈信号VFB1中不仅包含输出电压VOUT分量，还包含斜坡补偿信号VRAMP分量，从而改善电路运行的稳定性。
图4A是本申请一实施例的功率变换器在CCM模式下稳态工作时的波形示意图。等效斜坡补偿信号VRAMP的波形例如为一周期性的锯齿波。等效VRAMP信号如图4A中(a)图所示。图4A中(b)图是反馈信号VFB1的波形图。图4A中(c)图是导通时间信号PWM的波形图。从图4A中(d)图可看到电感电流IL的波形和输出电流IOUT的波形。IOUT是负载电流。IOUT的波形与负载特性相关。
在另一些实施例中，本申请的功率变换器的包括开关电路和控制电路。开关电路的结构及输出电感和输出电容的连接与图1所示的实施例类似，不再重复。功率变换器的控制电路包括第一比较器COM1、电阻电容振荡网络、导通时间产生电路、控制信号产生电路、最小关断时间产生电路、和逻辑电路。其中，斜坡补偿电路包括电阻电容振荡网络及差分放大器AMP1。
参考图2和图3，电阻电容振荡网络可包括第二开关、单级或多级RC电路和差分放大器。第二开关S2和所述单级或多级RC电路串联后连接到所述输出电感L的两端，差分放大器具有第一输入端，第二输入端和输出端。差分放大器的第一输入端和第二输入端连接到所述单级或多级RC电路中的电容或电阻两端，差分放大器的输出端输出振荡信号。此时振荡信号与一个表征所述输出电压的信号Kv叠加之后生成所述反馈信号。Kv与VOUT的关系为Kv＝k*VOUT，0<k<1。具体实现形式例如为VOUT通过分压电阻的比例调节得到Kv。
在图2中，当所述电阻电容振荡网络中包括单级RC电路时，所述第二开关S2和所述单级RC电路中的电阻和电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述单级RC电路的电阻或电容两端。
在图3中，当所述电阻电容振荡网络中包括多级RC电路时，所述多级RC电路中的第一级RC电路中电阻和电容与所述第二开关依次串联后连接到与所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述多级RC电路中最高一级的电阻或电容两端。
在此一些实施例的功率变换器电路中，最小关断时间产生电路、导通时间产生电路、逻辑电路的结构与前一实施例类似，在此不再重复。
因多级RC电路(或称为二阶及高阶RC电路)与单级RC电路相比，除考虑到当前的输入状态，还与前两个时刻的电路输出值关联。而引入前若干个时刻的输出可以更好地反映输出电压VOUT的变化梯度，使得控制信号的调整可以更好的跟踪VOUT的变化趋势，动态响应更快。
本申请该些实施例的功率变换器电路，例如图2或图3中的功率变换器电路，以CCM模式运行时，当比较器COM1的第一输入端电压高于第二输入端电压，比较器的输出置高，即此时比较信号为高电平。当最小关断时间产生电路的输出亦为高电平时，则与门G1的输出端置为高电平。RS触发器的S端接收到激励信号，在Q端产生输出信号。Q输出端信号耦接至导通时间产生电路的输入端，使能导通时间产生电路。如前述，导通时间产生电路的输出端形成导通时间信号PWM。导通时间信号PWM再经过控制信号产生电路产生第一控制信号HSPWM和第二控制信号LSPWM。第一控制信号HSPWM和第二控制信号LSPWM分别控制第一开关管M1和第二开关管M2的开通与关断，以实现功率转换的功能。
在一实施例中，导通时间与输入电压VIN的幅值成反比，与输出电压VOUT的幅值成正比，这样可使得开关电路的开关频率在不同的输入电压VIN和输出电压VOUT条件下基本保持恒定。
本申请前述实施例的技术方案中，因第一比较器COM1的第二输入端不仅接入与VOUT信号相关的VFB信号，还接入斜坡补偿信号VRAMP。从而克服在一些情形中，输出电容的等效串联电阻(Equivalent Series Resistance，ESR)值很小，由于输出电容C1上的纹波与输出电感L1的电流IL相比，滞后90度相位，因而输出电压不能及时反映电感电流IL的变化，使得电路运行时可能开启一个实际不必要的额外的PWM，导致PWM信号间隔不均衡，出现不稳定的问题，实现功率变换器电路在CCM模式下的稳定运行。
图4B是本申请另一实施例的功率变换器在CCM模式下稳态工作时的波形示意图。斜坡补偿信号VRAMP的波形例如为一周期性的锯齿波。VRAMP信号如图4B中(a)图所示。图4B中(b)图是反馈信号VFB加上斜坡补偿信号VRAMP的波形图。图4B中(c)图是导通时间信号PWM的波形图。从图4B中(d)图可看到电感电流IL的波形和输出电流IOUT的波形。IOUT是负载电流。IOUT的波形与负载特性相关。
在图1所示的本申请一实施例的功率变换器电路中，当电路运行在DCM模式时，当电路中的电阻电容振荡网络为一通路时，输出电感L1能量耗尽(即电感电流IL过零)后，第二开关管M2关断。开关节点(SW节点)电压突变造成谐振，产生振铃波，此时电感L1相当于零电阻，开关节点(SW节点)围绕VOUT发生阻尼振荡，即平均值等于VOUT。
具体地，在输出电感L1的电流IL将过零的前一刻，由于开关节点(SW节点)的电压VSW近似等于地电位，此时电流将从第一电阻R和第一电容C的连接点处流向开关节点(SW节点)，且VOUT电压也在下降。R、C连接点处的电压，即反馈电压VFB1中的VOUT分量和VRAMP分量均逐渐下降。而由于电容两端电压不能突变，故在电感电流IL过零后的时刻，R、C连接点处的电压值仍与过零前的值相近。此时，如前述，开关节点(SW节点)处的电压突变至VOUT并开始振荡。而为使反馈网络能够正常产生三角波等锯齿波形，R、C连接点(或称为RC中点)的电压通常设置成在电路运行的一个完整的周期内，皆低于输出电压VOUT，即反馈电压VOUT>VFB1。
此时，反馈信号VFB1中的VOUT分量随着VOUT的继续下降而继续减小。电阻电容振荡网络带来的VRAMP分量在电阻电容振荡网络为一通路时，由于SW节点的电压值VSW>VFB1，故电阻电容振荡网络形成的通路可继续充电，等效的VRAMP分量在增加，如图5中(a)图的缓慢上升段501所示。图5中(a)图的水平虚线表示等效VRAMP分量的周期初始值VSTART。电路与稳态运行时，等效VRAMP分量经过一个周期T后，回到周期初始值。等效VRAMP分量在下降段500下降到周期初始值VSTART的量值后仍将继续下降特定数值，直到电感电流IL过零的时刻停止下降，达到周期中的低点P1。图5中P1的位置与标示电感电流IL过零的竖直虚线Izc对应。P1数值的设定与等效VRAMP分量后续的上升段501回到周期初始值VSTART需要经过的变化量相适应。需要注意的是，周期初始值VSTART并非零值。如图5中(c)图为导通时间产生电路形成的PWM信号的示意图。如图5中(d)图为电感电流IL的波形示意图。
由于VOUT分量的下降和VRAMP信号的增加，两者叠加，将使得DCM模式下在此期间的反馈电压VFB1的下降速度变缓，例如图5中(b)图所示。图5中(b)图的水平虚线为参考电压VREF。较缓的VFB1使得为了保证VFB1在期望的时刻与参考电压VREF触碰，则VFB1必须如图5的虚线框502所框示的那样，在一个长时间段内与VREF保持一个相对较小的数值差距，此时，来自开关节点(SW节点)的电压值VSW的振荡或其他干扰很容易使得VFB1在虚线框502框示的时间段内非预想的提前触碰到VREF，从而导致比较器COM1的误触发及控制电路的提前动作。
故在本申请的图1所示实施例的技术方案中，电阻电容振荡网络中，第一开关S具有控制端。
在一些实施例中，功率变换器的控制电路进一步包括电流过零检测电路，所述电流过零检测电路用于检测当前周期内电感电流是否过零，并向所述电阻电容振荡网络输出过零检测结果信号。
如果所述过零检测电路检测到所述功率变换器的电感电流在当前周期已发生过零，输出一个过零检测结果信号表征电感电流位于零电流区间。
在一实施例中，如图7所示，过零检测器包括第一比较器COMP、RS触发器。第一比较器COMP具有第一端，第二端和输出端，其中，所述第一端接收一个表征所述功率变换器电感电流的感测信号Isense，所述第二端接收一个过零检测阈值THR，所述输出端输出一个过零提示信号Sr。RS触发器的Q输出端输出过零检测结果信号ZCD，RS触发器的S端连接过零提示信号Sr，R端连接第一控制信号HSPWM。RS触发器模块在当前工作周期的末尾下一个工作周期之前基于所述过零提示信号Sr更新过零检测结果信号，具体例如在Sr的有效信号到来时置位ZCD信号，在HSPWM上升沿到来时复位ZCD信号。过零检测结果(ZCD信号)在所述功率变换器工作于电感电流断续模式时且位于零电流期间内断开所述第一开关，具体例如通过过零检测结果信号对第一开关S的控制端进行控制来实现。第一开关S例如为某一类型的开关管。
当输出电感L1的电流IL过零，且电阻电容振荡网络中的第一开关S断开时，电阻电容振荡网络将不再形成通路。在第一开关S重新闭合前，等效VRAMP分量的值也将维持在电感电流IL过零时刻的特定值。过零检测结果信号使第一开关断开的时长，大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间。具体例如图8所是，过零检测电路还包括计时器，通过该计时器的作用使所述第一开关断开的时长大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间。在图8中，计时器的计时时间即为预设的大于等于振荡持续的时间。计时时间结束后，计时器输出高电平至RS触发器的R端，来复位ZCD信号。另外当第一控制信号HSPWM上升沿到来时，计时器亦立刻输出高电平至RS触发器的R端，来复位ZCD信号。计时器的另一输入端连接ZCD信号以获取计时参考点。在此技术方案中，因VFB1可随VOUT维持正常的下降速度，而非如图5所示的那样下降速度变缓，故参考信号VREF在数值上可与VFB1保持一定的距离，不易误触发。
在图6中，第一开关S断开的时间等于从电感电流IL过零的时间点开始到下一周期开始的时间点为止。则等效VRAMP分量的值在下一周期开始前，将维持在电感电流IL过零时刻的特定值，在图6中，亦为其周期初始值VSTART。
图2或图3所示实施例的功率变换器电路中，如果在输出电感L1能量耗尽(即电感电流IL过零)，第二开关管M2关断后，功率变换器电路中的电阻电容振荡网络为一通路时，其亦可引起开关节点(SW节点)出现围绕VOUT发生阻尼振荡。同时亦会引起前述对图5的阐述中所叙述的原理类似的误触发现象，从而不利于功率变换器在DCM模式下的稳定运行，具体如图8所例示。
故在本申请的图2及图3所示实施例的技术方案中，电阻电容振荡网络中，第二开关S2具有控制端。参考前述，本申请的技术方案的功率变换器还包括过零检测电路，过零检测电路输出过零检测结果信号。过零检测结果信号信号传输至电阻电容振荡网络中的第二开关S2的控制端，使第二开关S2在电感电流位于零电流区间内时断开。第二开关S2例如为某一类型的开关管。过零检测电路的具体结构参考前述描述。
当输出电感L1的电流IL过零，且电阻电容振荡网络中的第二开关S2断开时，电阻电容振荡网络将不再形成通路。在第二开关S2闭合前，VRAMP的值也将维持在电感电流IL过零时刻的特定值。过零检测结果信号使第二开关断开的时长，大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间，具体例如通过图8所例示的包含计时器的过零检测电路实现。在此技术方案中，因VFB+VRAMP可随VOUT维持正常的下降速度，而非如图9所示的那样下降速度变缓，故参考信号VREF在数值上可与VFB保持一定的距离，不易误触发。
在图10中，第二开关S2断开的时间等于从电感电流IL过零的时间点开始到下一周期开始的时间点为止。则VRAMP的值在下一周期开始前，将位置在电感电流IL过零时刻的特定值，在图10中，亦为其周期初始值VSTART。本申请的功率变换器及其控制电路，通过对控制电路的设置，实现功率变换器在电感电流连续模式和电感电流断续模式下皆能实现稳定运行。
本申请使用了特定词语来描述本申请的实施例。如“一个实施例”、“一实施例”、和/或“一些实施例”意指与本申请至少一个实施例相关的某一特征、结构或特点。因此，应强调并注意的是，本说明书中在不同位置两次或多次提及的“一实施例”或“一个实施例”或“一替代性实施例”并不一定是指同一实施例。此外，本申请的一个或多个实施例中的某些特征、结构或特点可以进行适当的组合。
同理，应当注意的是，为了简化本申请披露的表述，从而帮助对一个或多个申请实施例的理解，前文对本申请实施例的描述中，有时会将多种特征归并至一个实施例、附图或对其的描述中。但是，这种披露方法并不意味着本申请对象所需要的特征比权利要求中提及的特征多。实际上，实施例的特征要少于上述披露的单个实施例的全部特征。
虽然本申请已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本申请，在没有脱离本申请精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本申请的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims (24)

1.一种功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括开关晶体管和输出电感，所述输出电感的一端为输出节点，所述输出电感的另一端为开关节点，所述控制电路用于生成控制信号，控制所述功率变换器中的开关晶体管，所述控制电路包括：
电阻电容振荡网络，连接到所述输出电感两端，用于根据输出电感两端上的电压变化，生成包含有反馈斜坡补偿成分的振荡信号，其中，当所述功率变换器工作于电感电流断续模式时，所述电阻电容振荡网络在电感电流位于零电流期间内同所述输出电感断开使所述输出电感两端电压不影响所述振荡信号；
比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述比较器的第一输入端用于输入参考信号，所述比较器的第二输入端用于输入反馈信号，所述比较器的输出端用于输出比较信号，所述振荡信号被并入所述参考信号或所述输入反馈信号中；
导通时间产生电路，根据所述比较信号或所述控制信号开始进行计时，产生导通计时信号；
控制信号产生电路，根据所述比较信号和所述导通计时信号，生成控制信号，用于控制所述功率变换器中的开关晶体管。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述振荡信号等于所述反馈信号。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，其中所述电阻电容振荡网络包括第一开关，第一电阻和第一电容，所述第一电阻、所述第一开关和所述第一电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一开关和所述第一电容的公共端输出所述振荡信号。
4.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，其中所述电阻电容振荡网络包括第一开关，第一电阻和第一电容，所述第一开关、所述第一电阻和所述第一电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一电阻和所述第一电容的公共端输出所述振荡信号。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中所述振荡信号与一个表征所述输出电压的信号叠加之后生成所述反馈信号。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述电阻电容振荡网络包括第二开关、单级或多级RC电路和差分放大器，所述第二开关和所述单级或多级RC电路串联后连接到所述输出电感两端，所述差分放大器具有第一输入端，第二输入端和输出端；所述差分放大器的第一输入端和第二输入端连接到所述单级或多级RC电路中的电容或电阻两端，所述差分放大器的输出端输出振荡信号。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，当所述电阻电容振荡网络中包括单级RC电路时，所述第二开关和所述单级RC电路中的电阻和电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述单级RC电路的电阻或电容两端。
8.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，当所述电阻电容振荡网络中包括多级RC电路时，所述多级RC电路中的第一级RC电路中电阻和电容与所述第二开关依次串联后连接到与所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述多级RC电路中最高一级的电阻或电容两端。
9.根据权利要求3或4所述的控制电路，其特征在于，进一步包括过零检测电路，所述过零检测电路包括：
第一比较器，具有第一端，第二端和输出端，其中，所述第一端接收一个表征所述功率变换器电感电流的感测信号，所述第二端接收一个过零检测阈值，所述输出端输出一个过零提示信号；
RS触发器模块，输出过零检测结果信号，所述RS触发器模块在当前工作周期的末尾下一个工作周期之前基于所述过零提示信号更新过零检测结果信号。
10.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述过零检测电路还包括计时器，所述过零检测结果信号使所述第一开关断开的时长大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间。
11.根据权利要求6至8中任一项所述的控制电路，其特征在于，进一步包括过零检测电路，所述过零检测电路包括：
第一比较器，具有第一端，第二端和输出端，其中，所述第一端接收一个表征所述功率变换器电感电流的感测信号，所述第二端接收一个过零检测阈值，所述输出端输出一个过零提示信号；
RS触发器模块，输出过零检测结果信号，所述RS触发器模块在当前工作周期的末尾下一个工作周期之前基于所述过零提示信号更新过零检测结果信号。
12.根据权利要求11所述的控制电路，其特征在于，所述过零检测电路还包括计时器，所述过零检测结果信号使所述第二开关断开的时长大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间。
13.一种功率变换器，包括：
开关晶体管；
输出电感，所述输出电感的一端为输出节点，所述输出电感的另一端为开关节点；
控制电路，包括：
电阻电容振荡网络，连接到所述输出电感两端，用于根据输出电感两端上的电压变化，生成包含有反馈斜坡补偿成分的振荡信号，其中，当所述功率变换器工作于电感电流断续模式时，所述电阻电容振荡网络在电感电流位于零电流期间内同所述输出电感断开使所述输出电感两端电压不影响所述振荡信号；
比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述比较器的第一输入端用于输入参考信号，所述比较器的第二输入端用于输入反馈信号，所述比较器的输出端用于输出比较信号，所述振荡信号被并入所述参考信号或所述输入反馈信号中；
导通时间产生电路，根据所述比较信号或所述控制信号开始进行计时，产生导通计时信号；
控制信号产生电路，根据所述比较信号和所述导通计时信号，生成控制信号，用于控制所述功率变换器中的开关晶体管。
14.根据权利要求13所述的功率变换器，其特征在于，所述振荡信号等于所述反馈信号。
15.根据权利要求14所述的功率变换器，其特征在于，其中所述电阻电容振荡网络包括第一开关，第一电阻和第一电容，所述第一电阻、所述第一开关和所述第一电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一开关和所述第一电容的公共端输出所述振荡信号。
16.根据权利要求14所述的功率变换器，其特征在于，其中所述电阻电容振荡网络包括第一开关，第一电阻和第一电容，所述第一开关、所述第一电阻和所述第一电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述第一电阻和所述第一电容的公共端输出所述振荡信号。
17.根据权利要求13所述的功率变换器，其特征在于，其中所述振荡信号与一个表征所述输出电压的信号叠加之后生成所述反馈信号。
18.根据权利要求17所述的功率变换器，其特征在于，所述电阻电容振荡网络包括第二开关、单级或多级RC电路和差分放大器，所述第二开关和所述单级或多级RC电路串联后连接到所述输出电感两端，所述差分放大器具有第一输入端，第二输入端和输出端；所述差分放大器的第一输入端和第二输入端连接到所述单级或多级RC电路中的电容或电阻两端，所述差分放大器的输出端输出振荡信号。
19.根据权利要求18所述的功率变换器，其特征在于，当所述电阻电容振荡网络中包括单级RC电路时，所述第二开关和所述单级RC电路中的电阻和电容依次串联后连接到所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述单级RC电路的电阻或电容两端。
20.根据权利要求18所述的功率变换器，其特征在于，当所述电阻电容振荡网络中包括多级RC电路时，所述多级RC电路中的第一级RC电路中电阻和电容与所述第二开关依次串联后连接到与所述输出电感两端，所述差分放大器的第一输入端和第二输入端分别连接到所述多级RC电路中最高一级的电阻或电容两端。
21.根据权利要求15或16所述的功率变换器，其特征在于，进一步包括过零检测电路，所述过零检测电路包括：
第一比较器，具有第一端，第二端和输出端，其中，所述第一端接收一个表征所述功率变换器电感电流的感测信号，所述第二端接收一个过零检测阈值，所述输出端输出一个过零提示信号；
RS触发器模块，输出过零检测结果信号，所述RS触发器模块在当前工作周期的末尾下一个工作周期之前基于所述过零提示信号更新过零检测结果信号。
22.根据权利要求21所述的功率变换器，其特征在于，所述过零检测电路还包括计时器，所述过零检测结果信号使所述第一开关断开的时长大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间。
23.根据权利要求18至20中任一项所述的功率变换器，其特征在于，进一步包括过零检测电路，所述过零检测电路包括：
第一比较器，具有第一端，第二端和输出端，其中，所述第一端接收一个表征所述功率变换器电感电流的感测信号，所述第二端接收一个过零检测阈值，所述输出端输出一个过零提示信号；
RS触发器模块，输出过零检测结果信号，所述RS触发器模块在当前工作周期的末尾下一个工作周期之前基于所述过零提示信号更新过零检测结果信号。
24.根据权利要求23所述的功率变换器，其特征在于，所述过零检测电路还包括计时器，所述过零检测结果信号使所述第二开关断开的时长大于或等于电感电流断续模式时的一个工作周期内所述开关节点的振荡持续时间。
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