CN114584077A - 多尔蒂功率放大器的偏置电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了多尔蒂功率放大器的偏置电路，幷且包括峰值功率放大器的偏置电路和载波功率放大器的偏置电路。峰值功率放大器的偏置电路通过偏置引脚V峰值向峰值功率放大器的输入端提供偏置电压，幷将检测引脚V检测连接到载波功率放大器的输出端。载波功率放大器的偏置电路通过偏置引脚V载波向载波功率放大器的输入端提供偏置电压。本发明还提供了检测电路，该电路幷入到峰值功率放大器的偏置电路中。

Description

多尔蒂功率放大器的偏置电路
技术领域
本发明涉及功率放大器。更具体地说，本发明涉及多尔蒂功率放大器的偏置电路。
背景技术
功率放大器通常在最大输出功率下高效工作。当输出功率降低时，功率放大器的效率降低，因为直流功率损耗保持不变。如图1所示，多尔蒂功率放大器由两个功率放大器组成，即峰值功率放大器13和载波功率放大器14。RFin 10是多尔蒂功率放大器的输入端口。输入信号通过功率分配器和输入匹配网络11馈送到峰值功率放大器13和载波功率放大器14。峰值功率放大器13的输入端的四分之一(1/4)波长传输线12提供与载波功率放大器14的输出端的四分之一波长传输线15相同的延迟，从而可以同步重组输出信号。来自峰值功率放大器13和载波功率放大器14的输出信号由功率合成器输出匹配网络16组合。多尔蒂功率放大器的输出端连接到具有特定负载阻抗的负载17。
在低输出功率运行时，载波功率放大器14始终接通，幷在达到最大饱和功率输出时达到最大效率，同时峰值功率放大器13断开，如图2的图表所示。由于峰值功率放大器13断开，因此对整个多尔蒂功率放大器操作的功率损失最小。
在高输出功率运行时，载波功率放大器14已饱和，无法持续提供更高的峰值功率。峰值功率放大器13在此时接通，幷补充额外的输出功率，如图3的图表所示。峰值功率放大器13和载波功率放大器14都以最高效率工作。
因此，如图4中的长虚线所示，从最大输出功率下降到某一回退功率级，多尔蒂功率放大器具有较高的效率。如果不能完全断开峰值功率放大器，则效率会降低，如图4中的实线所示。
图5是说明典型异质结双极晶体管(HBT)多尔蒂功率放大器的示意图。如图5所示，HBT多尔蒂功率放大器包括两个功率放大器(即峰值功率放大器和载波功率放大器)，其中，峰值功率放大器包括HBT Tr1和连接到HBT Tr1的射频(RF)扼流圈L1，载波功率放大器包括HBT Tr2和连接到HBT Tr2的射频扼流圈L2。RFin 20是HBT多尔蒂功率放大器的输入端口。射频扼流圈L1和L2分别向峰值功率放大器和载波功率放大器提供直流电源电压Vc，同时在工作频率下提供高阻抗，以最大限度地减少电源的射频功率泄漏。输入信号通过功率分配器和输入匹配网络21馈送到峰值功率放大器和载波功率放大器。峰值功率放大器输入端的四分之一(1/4)波长传输线22提供与载波功率放大器输出端的四分之一波长传输线25相同的时间延迟，从而可以同步重组输出信号。来自峰值功率放大器和载波功率放大器的输出信号由功率合成器和输出匹配网络26组合。HBT多尔蒂功率放大器的输出端连接到具有特定负载阻抗的负载27。
峰值功率放大器的偏置电路23向峰值功率放大器提供适当的偏置电压V峰值，该峰值功率放大器为共射极放大器配置。如图5所示，外部使能引脚PEN控制峰值功率放大器的偏置电路23，幷且峰值功率放大器的偏置电路23的偏置电压1由外部电路提供。
此外，载波功率放大器的偏置电路24向载波功率放大器提供适当的偏置电压V载波，该载波功率放大器放为共射极放大器配置。外部使能引脚PEN控制载波功率放大器的偏置电路24，幷且载波功率放大器的偏置电路24的偏置电压2由外部电路提供。
图6A是说明峰值功率放大器的典型偏置电路的示意图。外部使能引脚PEN控制使能电路30，该电路断开或闭合通向HBT 32集电极和HBT 34基极的电流路径。使能电路30的电流输入由电阻器31调节。HBT 34是HBT 32的射极跟随器的缓冲级，幷且在HBT 32和HBT34之间连接电阻器33。
同样，图6B是说明载波功率放大器的典型偏置电路的示意图。外部使能引脚PEN控制使能电路50，该电路断开或闭合通向HBT 52集电极和HBT 54基极的电流路径。使能电路50的电流输入由电阻器51调节。HBT 54是HBT 52的发射极跟随器缓冲级，幷且在HBT 52和HBT 54之间连接电阻器53。
在这种HBT多尔蒂功率放大器中，增益扩展/压缩问题通常通过调整输入和输出匹配网络来解决。而不稳定问题可藉由各种稳定性改进技术解决，例如:藉由外部提供偏置电压(即偏置电压1和偏置电压2)、增益退化和相位裕度补偿来减少反馈回路。此外也可藉由反复试验调整匹配网路来改善。
关于HBT多尔蒂功率放大器的增益扩展、不稳定性和效率问题，多尔蒂功率放大器通过结合两个功率放大器达到较高的效率。然而，多尔蒂功率放大器运作是将两个功率放大器的非线性输出功率做组合，因此会有明显非线表现。线性度对于用于电信应用的功率放大器非常重要。非线性度将导致信号失真和信号泄漏到相邻通道。数字预失真(DPD)可应用于输入信号，以补偿功率放大器的非线性度。为了使数字预失真能够成功地校正信号，应尽可能地减小诸如增益压缩、增益扩展、相位失真和记忆效应等非线性效应。
此外，HBT具有高击穿电压、良好的阈值电压均匀性和指数放大特性。因此，对于8GHz以下，需要小尺寸与高效率的PA需求来说，HBT提供了最佳选择。然而，由于HBT的指数放大特性，HBT功率放大器存在不稳定性和增益扩展问题。
其他晶体管(例如：金属氧化物半导体场效应晶体管[MOSFET]和假晶高电子迁移率晶体管[pHEMT])是电压控制的。当栅电压低于阈值电压时，晶体管可以断开。HBT由电流控制。HBT多尔蒂功率放大器在低功率运行时功率效率较低，因为峰值功率放大器无法有效断开。
因此，本技术需要为电信应用中的多尔蒂功率放大器提供改进的偏置电路。
发明内容
鉴于现有技术的上述问题，本发明提供了多尔蒂功率放大器的偏置电路，包括峰值功率放大器的第一偏置电路和载波功率放大器的第二偏置电路，前者通过偏置引脚V峰值向峰值功率放大器的输入端提供偏置电压；后者通过偏置引脚V载波向载波功率放大器的输入端提供偏置电压，第一偏置电路的检测引脚V检测连接到载波功率放大器的输出端。
在根据本发明的实施例中，提供了峰值功率放大器的第一偏置电路。第一偏置电路包括第一HBT、第二HBT、检测电路和晶体管。其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；检测电路包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet；晶体管连接到第一HBT基极幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制，其中检测电路通过检测引脚V检测连接到载波功率放大器的输出端。
在根据本发明的实施例中，提供了峰值功率放大器的第一偏置电路。第一偏置电路包括第一HBT、第二HBT、检测电路和晶体管。其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；检测电路包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet；晶体管连接到第一HBT的发射极幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制，其中检测电路通过检测引脚V检测连接到载波功率放大器的输出端。
在根据本发明的实施例中，提供了峰值功率放大器的第一偏置电路。第一偏置电路包括第一HBT、第二HBT、检测电路和晶体管。其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；检测电路包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet；晶体管连接到第一HBT的基极幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制，其中检测电路通过检测引脚V检测连接到峰值功率放大器的偏置引脚V峰值。
在根据本发明的实施例中，提供了峰值功率放大器的第一偏置电路。第一偏置电路包括第一HBT、第二HBT、检测电路和晶体管。其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；检测电路包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet；晶体管连接到第一HBT的发射极幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制，其中检测电路通过检测引脚V检测连接到峰值功率放大器的偏置引脚V峰值。
在根据本发明的实施例中，提供了载波功率放大器的第二偏置电路。第二偏置电路包括第一HBT、第二HBT、旁路电容器、分压器和变容二极管。第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；旁路电容器连接在偏置引脚的偏置电压2和偏置引脚V载波之间；分压器连接到第一HBT和第二HBT；变容二极管连接到分压器的输出端。
附图说明
通过以下引用图纸的详细说明，可以更轻易地理解本发明，这些图纸可以按比例绘制，也可以不按比例绘制。
图1是说明具有峰值功率放大器和载波功率放大器的多尔蒂功率放大器的一般电路配置的示意图。
图2是说明低功率运行时的峰值功率放大器、载波功率放大器和组合输出的功率的曲线图。
图3是说明高功率运行时的峰值功率放大器、载波功率放大器和组合输出的功率的曲线图。
图4是说明各类功率放大器效率特性的曲线图：具有C类峰值放大器的理想多尔蒂功率放大器、具有非线性峰值放大器的多尔蒂功率放大器与B类功率放大器。
图5是说明典型异质结双极晶体管(HBT)多尔蒂功率放大器的示意图。
图6A是说明峰值功率放大器的典型偏置电路的示意图。
图6B是说明载波功率放大器的典型偏置电路的示意图。
图7是说明根据本发明实施例的HBT多尔蒂功率放大器的示意图。
图8A是说明根据本发明实施例的峰值功率放大器的偏置电路的示意图。
图8B是说明根据本发明实施例的载波功率放大器的偏置电路的示意图。
图9是说明根据本发明实施例的变容二极管的电路实现的示意图。
图10是说明与现有技术相比，根据本发明的增益扩展的减少的曲线图。
图11是说明与现有技术(即DPA_A)相比，根据本发明(即DPA_B)的功率附加效率(PAE)改进的曲线图。
图12A是说明根据本发明的实施例的峰值功率放大器的偏置电路的示意图。
图12B是说明根据本发明的实施例的峰值功率放大器的偏置电路的示意图。
图12C是说明根据本发明的实施例的峰值功率放大器的偏置电路的示意图。
图13是说明根据本发明的峰值功率放大器的偏置电路的示例性检测电路的示意图。
图14是说明产生基准电压V基准的示例性电路的示意图。。
具体实施方式
以下实施例说明了本发明的实施方式。基于本文所公开的内容，本领域的普通技术人员可以很容易地理解本发明的其他优点和技术效果。
图7是说明根据本发明的HBT多尔蒂功率放大器的顶层实现的示意图。RFin 100是HBT多尔蒂功率放大器的输入端口。输入信号通过功率分配器和输入匹配网络101馈送到峰值功率放大器和载波功率放大器。峰值功率放大器输入端的四分之一(1/4)波长传输线102提供与载波功率放大器输出端的四分之一波长传输线111相同的时间延迟，从而可以同步重组输出信号。应当注意，峰值功率放大器输入端的四分之一波长传输线102可以由延迟元件代替。来自峰值功率放大器和载波功率放大器的输出信号由功率合成器和输出匹配网络112组合。HBT多尔蒂功率放大器的输出端连接到具有特定负载阻抗的负载113。
峰值功率放大器106的偏置电路103向峰值功率放大器106提供适当的偏置电压V峰值，该放大器采用共射极放大器配置。在本发明中，峰值功率放大器106的偏置电路103的偏置电压1通过分流电阻器104从峰值功率放大器106的输出端提供。不需要额外提供片外电源电压引脚。峰值功率放大器106的偏置电路103的V检测通过连接器114连接到载波功率放大器的输出端。当多尔蒂功率放大器工作于低功率输出时藉由检测电压的输出关掉峰值功率放大器的偏置电压提供。射频扼流圈105向峰值功率放大器106提供直流电源电压Vc，同时在工作频率下提供高阻抗，以最大限度地减少电源的射频功率泄漏。
载波功率放大器110的偏置电路107向载波功率放大器110提供适当的偏置电压V载波，该放大器采用共射极放大器配置。在本发明中，载波功率放大器110的偏置电路107的偏置电压2通过分流电阻器108从载波功率放大器110的输出端提供。不需要额外提供片外电源电压引脚。射频扼流圈109向载波功率放大器110提供直流电源电压Vc，同时在工作频率下提供高阻抗，以最大限度地减少电源的射频功率泄漏。应当注意的是，分流电阻器104和108可由电阻网络或电压自举电路代替，射频扼流圈105和109可由电源网络代替。
图8A是说明根据本发明的HBT多尔蒂功率放大器中的峰值功率放大器106的偏置电路103的示意图。外部使能引脚PEN控制使能电路200，该使能电路断开或闭合通向HBT202集电极和HBT 206基极的电流路径。使能电路200的电流输入由电阻器201调节。HBT 206是HBT 202的发射极跟随器缓冲级。
根据本发明的实施例，可在偏置电压1和V峰值之间添加旁路电容器207。参考图7，旁路电容器207与分流电阻器104一起形成用于高频信号的电阻幷联反馈路径。这种电阻幷联反馈路径提高了功率放大器的稳定性。
在根据本发明的实施例中，可添加变容二极管205以调制信号的相位和振幅。当信号振幅增加时，变容二极管205提供额外的接地放电路径。增益在高信号振幅下降低。因此，增益扩展问题被最小化。一对电阻器203和204形成允许微调变容二极管205效应的分压器。
在根据本发明的实施例中，多尔蒂功率放大器的载波功率放大器的输出功率级通过V检测引脚馈送到检测电路209，其中RFin是检测电路209的输入端。检测电路209将功率级转换为晶体管208的低频控制电压，幷且晶体管208连接到HBT 206的基极。如果检测电路209检测到低于某个阈值的功率，它将通过切断晶体管208来切断对HBT 206的偏置。因此，峰值功率放大器在低功率运行时断开，以获得更好的功率附加效率(PAE)。如果检测电路209检测到高于阈值的功率，它将通过接通晶体管208来允许对HBT 206的正常偏置。峰值功率放大器在高功率运行时被激活，以获得更高的最大输出功率。
图8B是说明根据本发明的HBT多尔蒂功率放大器中的载波功率放大器110的偏置电路107的示意图。外部使能引脚PEN控制使能电路300，该电路断开或闭合通向HBT 302集电极和HBT 306基极的电流路径。使能电路300的电流输入由电阻器301调节。HBT 306是HBT302的发射极跟随器缓冲级。
在根据本发明的实施例中，可在偏置电压2和V载波之间添加旁路电容器307。参考图7，旁路电容器307与分流电阻器108一起形成用于高频信号的电阻幷联反馈路径。这种电阻幷联反馈路径提高了功率放大器的稳定性。
在根据本发明的实施例中，可添加变容二极管305以调制信号的相位和振幅。当信号振幅增加时，变容二极管305提供额外的接地放电路径。增益在高信号振幅下降低。因此，增益扩展问题被最小化。一对电阻器303和304形成允许微调变容二极管305效应的分压器。
图9是说明变容二极管205和305的电路实现的示意图，但不限于此，幷且根据本发明的变容二极管205和305可以由任何其他电路来实现。例如：更复杂的压控电容电路可以实现为变容二极管205和305。在HBT Tr的集电极和基极之间连接电容器C。在高频时，电容器C在HBT Tr集电极和基极之间提供短路路径。HBT Tr在高频时采用二极管连接配置。没有到HBT Tr基极的直流路径。因此，图9的电路用作变容二极管。
图10是说明与现有技术相比，根据本发明的增益扩展的减少的曲线图。从图10可以观察到，现有技术(即菱形曲线)显示了增益衰减之前的增益增加，而本发明(即方形曲线)在增益衰减之前保持增益恒定。
在图11中，DPA_A是不具有反馈检测控制功能的现有技术的功率附加效率(PAE)结果。相反，DPA_B是根据本发明的具有反馈检测控制功能的PAE结果。在本实现中，设置了30dBm的P输出阈值。当P输出小于30dBm时，检测电路209断开峰值功率放大器的空载电流，当P输出大于30dBm时激活峰值功率放大器。峰值功率放大器的空载电流通常为mA量级，虽然很小，但仍会导致效率损失。在本实现中，在30dBm左右观察到大约4％的PAE改进。
在根据本发明的实施例中，如图12A所示，外部使能引脚PEN控制使能电路400，该电路断开或闭合通向HBT 402集电极和HBT 406基极的电流路径。使能电路400的电流输入由电阻器401调节。HBT 406是HBT 402的发射极跟随器缓冲级。在偏置电压1和V峰值之间添加旁路电容器407。参考图7，旁路电容器407与分流电阻器104一起形成用于高频信号的电阻幷联反馈路径，从而通过该电阻幷联反馈路径提高了功率放大器的稳定性。此外，添加变容二极管405以调制信号的相位和振幅。应当注意的是，变容二极管405是压控电容电路。当信号振幅增加时，变容二极管405提供额外的接地放电路径。增益在高信号振幅下降低。因此，增益扩展问题被最小化。一对电阻器403和404形成允许微调变容二极管405效应的分压器。此外，多尔蒂功率放大器的载波功率放大器的输出功率级通过V检测引脚馈送到检测电路409，其中RFin是检测电路409的输入端。检测电路409将功率级转换为晶体管408的低频控制电压。值得注意的是，根据本发明的实施例，晶体管408连接到HBT 406的发射极。如果检测电路409检测到低于某个阈值的功率，它将通过切断晶体管408来切断对HBT 406的偏置。因此，峰值功率放大器在低功率运行时断开，以获得更好的PAE。如果检测电路409检测到高于阈值的功率，它将通过接通晶体管408来允许对HBT 406的正常偏置。峰值功率放大器在高功率运行时被激活，以获得更高的最大输出功率。
在根据本发明的实施例中，如图12B所示，外部使能引脚PEN控制使能电路500，该电路断开或闭合通向HBT 502集电极和HBT 506基极的电流路径。使能电路500的电流输入由电阻器501调节。HBT 506是HBT 502的发射极跟随器缓冲级。在偏置电压1和V峰值之间添加旁路电容器507。参考图7，旁路电容器507与分流电阻器104一起形成用于高频信号的电阻幷联反馈路径，从而通过该电阻幷联反馈路径提高了功率放大器的稳定性。此外，添加变容二极管505以调制信号的相位和振幅。应当注意的是，变容二极管505是压控电容电路。变容二极管505随着信号振幅的增加而提供额外的接地放电路径。增益在高信号振幅下降低。因此，增益扩展问题被最小化。一对电阻器503和504形成允许微调变容二极管505效应的分压器。此外，根据本发明的实施例，应当注意的是，检测电路509可以检测到V峰值引脚(其中RFin是检测电路509的输入端)而不是V检测引脚的功率。由于V峰值处的功率较低，因此应针对该备用功率检测点相应地调整功率阈值。根据本发明的实施例，检测电路509将功率级转换为晶体管508的低频控制电压，幷将晶体管508连接到HBT 506的基极。如果检测电路509检测到低于某个阈值的功率，它将通过切断晶体管508来切断对HBT 506的偏置。因此，峰值功率放大器在低功率运行时断开，以获得更好的PAE。如果检测电路509检测到高于阈值的功率，它将通过接通晶体管508来允许对HBT 506的正常偏置。峰值功率放大器在高功率运行时被激活，以获得更高的最大输出功率。
在根据本发明的实施例中，如图12C所示，外部使能引脚PEN控制使能电路600，该电路断开或闭合通向HBT 602集电极和HBT 606基极的电流路径。使能电路600的电流输入由电阻器601调节。HBT 606是HBT 602的发射极跟随器缓冲级。在偏置电压1和V峰值之间添加旁路电容器607。参考图7，旁路电容器607与分流电阻器104一起形成用于高频信号的电阻幷联反馈路径。结果，这种电阻幷联反馈路径提高了功率放大器的稳定性。此外，添加变容二极管605以调制信号的相位和振幅。应当注意的是，变容二极管605是压控电容电路。当信号振幅增加时，变容二极管605提供额外的接地放电路径。增益在高信号振幅下降低。因此，增益扩展问题能被最小化。一对电阻器603和604形成允许微调变容二极管605效应的分压器。此外，根据本发明的实施例，值得注意的是，检测电路609可以检测到V峰值引脚(其中RFin是检测电路609的输入端)而不是V检测引脚的功率。由于V峰值处的功率较低，因此应针对该备用功率检测点相应地调整功率阈值。根据本发明的实施例，检测电路609将功率级转换为晶体管608的低频控制电压，幷将晶体管608连接到HBT 606的基极。如果检测电路609检测到低于某个阈值的功率，它将通过切断晶体管608来切断对HBT 606的偏置。因此，峰值功率放大器在低功率运行时断开，以获得更好的PAE。如果检测电路609检测到高于阈值的功率，它将通过接通晶体管608来允许对HBT 606的正常偏置。峰值功率放大器在高功率运行时被激活，以获得更高的最大输出功率。
图13是说明示例性检测电路209、409、509、609的示意图，它们可幷入图7的峰值功率放大器的偏置电路中(包括幷入图8A和图12A-12C中更详细地说明各种不同实施例中的任何一个)。检测电路209、409、509、609可包括二极管连接的晶体管703和704。如图13所示，RFin是二极管连接的晶体管703的输入端口。信号通过电容器700和电阻器701馈送到检测电路，同时二极管连接的晶体管703通过电阻器702被基准电压V基准偏置。此外，Vdet是二极管连接的晶体管704的输出端口。幷联连接的电容器705和电阻器706耦合到二极管连接的晶体管704上。
最后，图14是说明产生基准电压V基准且可幷入检测电路209、409、509、609中的示例性电路的示意图。如图14所示，通过串联两个电阻器800和801产生接地基准的基准电压V基准电路。在串联电阻器800和801上施加电压Vc，输出为电阻器801上的电压V基准。如本发明所公开的，某个阈值电压/数值可由基准电压V基准调节。或者，基准电压V基准是也可由外部电路提供的直流偏置电压。
根据本发明，用于制造HBT多尔蒂功率放大器的方法或技术采用了集成电路(IC)技术。换句话说，根据本发明的上述HBT多尔蒂功率放大器可以集成到单个电子设备中。或者，在任何情况下，HBT多尔蒂功率放大器与其他芯片、分立电路元件和/或其他信号处理设备集成，作为中间产品或最终产品的一部分。
阐述上述实施例是为了说明本发明的原理和技术效果，不应解释为以任何方式限制本发明。上述实施例可由本领域普通技术人员进行修改，只要不背离所附权利要求中所定义的本发明的范围。因此，本发明寻求保护的范围应由所附权利要求来定义。

Claims (19)

1.一种用于多尔蒂功率放大器的偏置电路，包括：
峰值功率放大器的第一偏置电路，通过偏置引脚V峰值向峰值功率放大器的输入端提供偏置电压；
载波功率放大器的第二偏置电路，通过偏置引脚V载波向载波功率放大器的输入端提供偏置电压，其中，第一偏置电路具有连接到载波功率放大器输出端的检测引脚V检测，
其中，所述第一偏置电路具有偏置引脚的偏置电压1，它通过第一分流电阻器由峰值功率放大器的输出端供电，其中第二偏置电路具有偏置引脚的偏置电压2，它通过第二分流电阻器由载波功率放大器的输出端供电，其中，第一分流电阻器和第二分流电阻器是电阻网络或电压自举电路。
2.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路包括：
第一HBT；
第二HBT，其中，第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；
包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet的检测电路；
连接到第一HBT基极的晶体管，幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制，
其中，检测电路通过检测引脚V检测连接到载波功率放大器的输出端。
3.根据权利要求2所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接在偏置引脚的偏置电压1和偏置引脚V峰值之间的旁路电容器。
4.根据权利要求2所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接到第一HBT和第二HBT的分压器；
连接到分压器输出端的变容二极管。
5.根据权利要求4所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述变容二极管是压控电容电路，包括第三HBT和连接在第三HBT集电极和基极之间的电容器。
6.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路包括：
第一HBT；
第二HBT，其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；
包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet的检测电路；
连接到第一HBT的发射极幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制的晶体管，
其中，检测电路通过检测引脚V检测连接到载波功率放大器的输出端。
7.根据权利要求6所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接在偏置引脚的偏置电压1和偏置引脚V峰值之间的旁路电容器。
8.根据权利要求6所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接到晶体管和第二HBT的分压器；
连接到分压器输出端的变容二极管。
9.根据权利要求8所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述变容二极管是压控电容电路，包括第三HBT和连接在第三HBT集电极和基极之间的电容器。
10.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路包括：
第一HBT；
第二HBT，其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；
包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet的检测电路；
连接到第一HBT基极的晶体管，幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制，
其中，检测电路通过检测引脚V检测连接到峰值功率放大器的偏置引脚V峰值。
11.根据权利要求10所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接在偏置引脚的偏置电压1和偏置引脚V峰值之间的旁路电容器。
12.根据权利要求10所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接到第一HBT和第二HBT的分压器；
连接到分压器输出端的变容二极管。
13.根据权利要求12所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述变容二极管是压控电容电路，包括第三HBT和连接在第三HBT集电极和基极之间的电容器。
14.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路包括：
第一HBT；
第二HBT，其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；
包括检测引脚V检测和输出引脚Vdet的检测电路；
连接到第一HBT的发射极幷通过输出引脚Vdet由检测电路控制的晶体管，
其中，检测电路通过检测引脚V检测连接到峰值功率放大器的偏置引脚V峰值。
15.根据权利要求14所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接在偏置引脚的偏置电压1和偏置引脚V峰值之间的旁路电容器。
16.根据权利要求14所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第一偏置电路还包括：
连接到晶体管和第二HBT的分压器；
连接到分压器输出端的变容二极管。
17.根据权利要求16所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，变容二极管是压控电容电路，包括第三HBT和连接在第三HBT集电极和基极之间的电容器。
18.根据权利要求1所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，所述第二偏置电路包括：
第一HBT；
第二HBT，其中第一HBT是第二HBT的发射极跟随器缓冲级；
连接在偏置引脚的偏置电压2和偏置引脚V载波之间的旁路电容器；
连接到第一HBT和第二HBT的分压器；
连接到分压器输出端的变容二极管。
19.根据权利要求18所述的多尔蒂功率放大器的偏置电路，其中，变容二极管是压控电容电路，包括第三HBT和连接在第三HBT集电极和基极之间的电容器。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115567012A (zh) * 2022-11-22 2023-01-03 成都明夷电子科技有限公司 一种自适应宽带Doherty功率放大器
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