CN114465489A - 全半桥谐振变换器及其电压平衡控制方法 - Google Patents

全半桥谐振变换器及其电压平衡控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种全半桥谐振变换器及其电压平衡控制方法，所述全半桥谐振变换器一次侧为全桥具有4个开关管和谐振电感、电容，二次侧为半桥具有2个开关管，一共具有6个开关管，与现有双桥谐振变换器相比减少了元件数目。本发明采用基波近似方法分析了功率模型和软开关条件，提出一种电压平衡控制策略，使变换器可以在宽电压范围下实现一次测二次侧的电压平衡，同时保证了开关管全部实现软开关，提升了变换器效率。

Description

全半桥谐振变换器及其电压平衡控制方法
技术领域
本发明涉及隔离式高频谐振变换器的控制技术，具体涉及一种全半桥谐振变换器的拓扑及其电压平衡控制方法。
背景技术
在新能源电动汽车的组成中，车载充电机OBC(On-Board-Charger)是核心器件之一，它由功率因数校正PFC和隔离双向DC-DC构成。而隔离双向DC-DC变换器因其高功率密度、电气隔离、能量双向传输等优点而越来越受到关注。但是，当电压增益偏离1时会出现失去软开关，环流增大，变压器饱和等问题，导致变换器效率下降。
谐振双有源桥变换器具有广泛的软开关范围，并且已经提出了一些相位/移位控制方案。传统上，双有源桥变换器采用单一相移(SPS)的调制策略；采用这种策略需要双有源桥变换器的原副边桥同时工作在50％占空比下，且原副边桥的相移可调。此外，双有源桥变换器归一化电压增益等于1的工况被定义为电压平衡工况。在该工况下，DAB变换器的循环电流最低，且零电压开关(ZVS)范围最宽。然而，当电压转换比偏离1时，基于SPS的双有源桥变换器会出现循环电流增大以及ZVS丧失的情况。
为解决这一问题，学者们提出了不同的改进型调制策略。其中，扩展相移(EPS)调制是将一个全桥的输出电压的占空比降低到0.5以下。它通常是通过在一个全桥的驱动信号间引入一个附加的桥内相移来实现，其中内相移角由实际电压转换比决定。因此，一个全桥的输出电压变为三电平波形，而另一个全桥的输出电压仍为两电平方波。与SPS相比，EPS方案不仅减小了循环电流，而且扩大了ZVS范围。然而，当变换器状态在降压模式和升压模式之间转换时，两个全桥的控制信号需要互换。
为了保持良好的动态性能，学者们又提出了双相移(DPS)调制。与EPS相似，DPS显著降低了循环功率，扩大了ZVS范围。此外，与EPS不同，DPS在两个全桥上同时产生一个相同的桥内相移。因此，两个全桥的输出电压都是对称的三电平波形。然而，EPS和DPS都只有两个控制自由度，这阻止了性能的进一步提升。
因此，学者们提出了三重相移(TPS)调制。与DPS不同，TPS中存在两个不相等的桥内相移。然而，由于附加的控制自由度，解析解形式下的最优调制策略很难确定。一种解决该问题的方法是利用傅立叶分析推导出最优策略。然而，因为得出的结果是一个有无限项系数的表达式，所以分析结果往往是复杂而且不直观的。另一种方法是利用凸优化工具来推导出结果。但在许多情况下，求解的数学表达式是一个非凸问题，因此不存在全局最优解。此外，它还高度依赖于变换器参数，这使得它很难在实际中应用。此外，在EPS、DPS和TPS中，全桥的输出电压总是存在零电平时间段。在此期间，变换器没有发生有功功率传送，这削弱了DAB的功率传输能力。
发明内容
本发明提出了一种全半桥谐振变换器的电压平衡控制策略来满足宽电压范围的要求，用于扩展全半桥谐振变换器的软开关范围和提高整体效率。
实现本发明目的的技术解决方案是：针对高频谐振变换器，提出一种全半桥谐振电路结构和一种扩展零电压开关(ZVS)范围、减少耗能并提高整体效率的电压平衡控制策略。
本发明公开了一种全半桥谐振变换器，包括一次侧的全桥，二次侧的半桥，谐振电容Cp、谐振电感Ls，匝数比为1：n的高频变压器Tr；
其中一次侧全桥包括开关管S1～S4，体二极管ds1～ds4，寄生电容Cs1～Cs4；二次侧半桥包括开关管S5～S6，体二极管ds5～ds6，寄生电容Cs5～Cs6，均压电容Co1和Co2；
Vin和Vout分别是输入电压和输出电压，iL和io分别是谐振电流和输出电流；
调节一次侧基波电压与二次侧基波电压正半周面积相等，电压平衡。
优选的，通过设置S1～S4四个开关的脉冲宽度，调节脉宽控制器的门控信号，产生一个三电平PWM电压波形。
优选的，开关S1和S2的工作周期为50％；开关S4的脉冲宽度减小到δ，S3脉冲宽度增大到2π-δ，开关S1和S4的开启时间同步。
优选的，通过设置S5～S6两个开关的脉冲宽度，调节脉宽控制器的门控信号，产生次级交流电压vcd的波形。
优选的，调节S5-S6的工作周期为50％，S1与S5之间产生一个移相角
Figure BDA00034932324200000311
为S5滞后S1的移相角δ为开关管S4的脉冲宽度。
优选的，通过稳态分析，根据中点初级交流电压vab和次级交流电压vcd的波形图得到谐振电流iL的波形。
本发明提出了一种全半桥谐振变换器的电压平衡控制方法，由于变换器谐振运行，采用基波近似法进行稳态分析：
由全半桥谐振变换器的电路结构得到变换器在相量域FHA等效电路图，其中两个电压源分别是vab和vcd/n的归一化基波相量，得到vab和vcd/n的归一化相量表达式：
Figure BDA0003493232420000031
Figure BDA0003493232420000032
Figure BDA0003493232420000033
是vab的归一化向量表示形式，
Figure BDA0003493232420000034
是vcd的归一化向量表示形式，M为电压增益，具体为
Figure BDA0003493232420000035
更进一步，根据变压器的匝数比得出变换器的电压增益M；根据归一化开关频率F＝ωs/ωN、质量因子Q＝ωNLs/ZN得到电容器的归一化阻抗：QF-Q/F，其中F为归一化开关频率Q为质量因数，Ls为外接电感和变压器漏感之和；ωs为开关角频率ωN为标准谐振角频率，具体为
Figure BDA0003493232420000036
ZN为标准负载电阻，具体为ZN＝RL/n2，RL为负载电阻；
利用等效电路，得到归一化的谐振电流表达式：
Figure BDA0003493232420000037
其中
Figure BDA0003493232420000038
和Ip分别是谐振电流与vAB的移相角和峰值电流；
进而得到归一化输出功率Ppu关于脉冲宽度δ与移相角
Figure BDA0003493232420000039
的表达式：
Figure BDA00034932324200000310
从而进一步分析ZVS的范围，并得到开关S1～S6各对应ZVS条件。
更进一步，当一次侧基波电压与二次侧基波电压正半周面积相等时，即认为电压平衡；通过计算可以得到δ与M之间的关系表达式：
Figure BDA0003493232420000041
更进一步，当M＝0.5时，一次侧的全桥工作在半桥状态，S3一直开启而S4一直关闭，此时vab和vcd/n正半周面积相等；当M＝1时，一次侧工作在全桥状态，电压平衡控制调制策略相当于传统的单移相控制，vab和vcd/n正半周面积相等；当0.5<M<1时，一次侧工作在全桥和半桥之间的中间状态，vab和vcd/n正半周面积仍然相等。
本发明和现有技术相比，其显著优势是：
(1)本发明提出一种全半桥谐振变换器拓扑结构，与现有双桥谐振变换器相比减少了开关管数目，有效降低了成本。
(2)本发明使用谐振电路，具有开关损耗低、易于控制、近似正弦波电流等优点，比非谐振型变换器具有更高的效率。
(3)出一种电压平衡控制策略，使变换器可以在宽电压范围下实现一次侧二次侧的电压平衡，同时保证了开关管全部实现软开关，提升了变换器效率。
(4)本发明调制策略不需要桥内相移，提高了功率传输能力。
附图说明
图1为全半桥谐振变换器原理图；
图2为综合了开关S1～S6控制方法、通过控制开关S1～S6产生的电压波形图以及产生的输出电流的波形图；
图3为全半桥谐振变换器变换器在相量域FHA的等效电路；
图4为电压平衡控制策略的实施图；
图5为当Vin＝75V，Vout＝100V，M＝1，P＝200W时，vab、vcd、iL波形和各开关管电流；
图6为当Vin＝125V，Vout＝100V，M＝0.6，P＝200W时，vab、vcd、iL波形和各开关管电流；
图7为当Vin＝150V，Vout＝100V，M＝0.5，P＝200W时，vab、vcd、iL波形和各开关管电流。
具体实施方式
下面结合本发明实例中的附图，对本发明实例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。
下面将结合附图对本发明实例作进一步地详细描述。
实施例1
全半桥谐振变换器原理图如图1所示，其中，Vin和Vout分别是输入电压和输出电压，iL和io分别是输入和输出电流，Cp是谐振电容，Co1、Co2是均压电容，Ls为外接电感和变压器漏感之和，S1～S4为原边的开关元件，S5～S6为副边的开关元件，这6个开关元件每个都是由体二极管(dS1～dS6)和寄生电容(CS1～CS6)组成，n是变压器变比。
首先，调节各开关的脉冲宽度，得出用于高脉宽控制器的门控信号方案，由此产生中点交流电压Vab的波形图。如图2所示，开关S1和S2的工作周期为50％。开关S4的脉冲宽度减小到δ，S3脉冲宽度增大到2π-δ。因此，产生了一个三电平PWM电压波形。因为正脉冲的宽度是δ，而负脉冲的宽度总是等于π。调节S5～S6的工作周期为50％，产生一个对称的方波信号vcd。S1与S5之间产生一个移相角
Figure BDA0003493232420000051
通过改变正脉冲的宽度δ与移相角
Figure BDA0003493232420000052
可以控制归一化谐振电流iL,N以及归一化功率Ppu。
通过vab与vcd的波形图进行稳态分析可以得到谐振电流iL的波形。为了得到改变正脉冲宽度与移相角对应的各个相关量的相量表达式，由于谐振电流近似正弦波，所以使用基本谐波近似法(FHA)进行稳态分析。为了方便起见，所有数量均按基值归一化，由全半桥串联谐振变换器的电路结构得到变换器在相量域的FHA等效电路图。开关S1和开关S5之间有一个相位延迟，即相位角。在一个周期内，开关S5闭合，脉冲宽度为π；开关S6闭合，脉冲宽度也为π。因此，产生了次级交流电压vcd的波形。
由于谐振电流近似正弦波，可采用基本谐波近似(FHA)的方法进行稳态分析通过对波形图进行稳态分析可以得到归一化谐振电流iL的表达式。
为了方便起见，通过归一化将所有公式均按基值标准化(VN为标准电压、ZN为标准负载电阻、ωN为标准谐振角频率)：
VN＝Vin
ZN＝RL/n2
Figure BDA0003493232420000061
图3显示了变换器在相量域的FHA等效电路，其中两个电压源分别是vab和vcd/n的归一化基波相量，可以得到:
Figure BDA0003493232420000062
Figure BDA0003493232420000063
接着，根据变压器的匝数比得出变换器的电压增益M
M＝0.5Vout/(nVin)
根据归一化开关频率F＝ωs/ωN、开关角频率ωs、质量因子Q＝ωNLt/ZN可以得到谐振腔的归一化阻抗：
QF-Q/F
利用等效电路，可以得到归一化的谐振电流表达式iL,N(t)：
iL,N(t)＝IPcos(ωSt+Φi)
其中相角Φi和峰值电流Ip是:
Figure BDA0003493232420000064
Figure BDA0003493232420000065
根据电流Ip有效值、vAB电压有效值经过计算可以得到归一化输出功率表达式：
Figure BDA0003493232420000066
然后根据ZVS的定义，当开关管开启时刻通过的电流值为负，即表示实现ZVS。根据图2，可以得出每个开关的ZVS条件
Figure BDA0003493232420000071
进一步根据图4，实施电压平衡控制策略(VBT)，将一次侧基波电压与二次侧基波电压电压的正半周期相等，表达式如下：
Figure BDA0003493232420000072
进一步，将其化简，得到表达式如下：
Figure BDA0003493232420000073
根据δ的范围在[0,π]，能够得到cosδ在[-1,1]之间，从而M的取值范围如下：
1/2≤M≤1
至此，电压平衡已经完成了，而且得到了M和δ的关系和M的范围。
至此，可以根据归一化功率大小和M的不同取值计算出电压平衡控制策略下的δ和
Figure BDA0003493232420000074
的取值。
按照设计的输入、输出和功率进行仿真，此时，那么对于所有的开关管可以实现全功率范围的软开关。
为验证理论的正确性，在PSIM中进行了仿真测试：
(1)当Vin＝75V，Vout＝100V，M＝1，P＝200W时，vab、vcd、iL波形和各开关管电流如图5所示；
(2)当Vin＝125V，Vout＝100V，M＝0.6，P＝200W时，vab、vcd、iL波形和各开关管电流如图6所示；
(3)当Vin＝150V，Vout＝100V，M＝0.5，P＝200W时，vab、vcd、iL波形和各开关管电流图7所示；
结合仿真波形验证后，发现理论与实际相符合，证明本发明时可行的。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种全半桥谐振变换器，其特征在于：包括一次侧的全桥，二次侧的半桥，谐振电容Cp、谐振电感Ls，匝数比为1：n的高频变压器Tr；
其中一次侧全桥包括开关管S1～S4，体二极管ds1～ds4，寄生电容Cs1～Cs4；二次侧半桥包括开关管S5～S6，体二极管ds5～ds6，寄生电容Cs5～Cs6，均压电容Co1和Co2；
Vin和Vout分别是输入电压和输出电压，iL和io分别是谐振电流和输出电流；
调节一次侧基波电压与二次侧基波电压正半周面积相等，电压平衡。
2.根据权利要求1所述的全半桥谐振变换器，其特征在于：通过设置S1～S4四个开关的脉冲宽度，调节脉宽控制器的门控信号，产生一个三电平PWM电压波形。
3.根据权利要求2所述的全半桥谐振变换器，其特征在于：开关S1和S2的工作周期为50％；开关S4的脉冲宽度减小到δ，S3脉冲宽度增大到2π-δ，开关S1和S4的开启时间同步。
4.根据权利要求2所述的全半桥谐振变换器，其特征在于：通过设置S5～S6两个开关的脉冲宽度，调节脉宽控制器的门控信号，产生次级交流电压vcd的波形。
5.根据权利要求4所述的全半桥谐振变换器，其特征在于：调节S5-S6的工作周期为50％，S1与S5之间产生一个移相角
Figure FDA0003493232410000013
Figure FDA0003493232410000014
为S5滞后S1的移相角δ为开关管S4的脉冲宽度。
6.根据权利要求4所述的全半桥谐振变换器，其特征在于：通过稳态分析，根据中点初级交流电压vab和次级交流电压vcd的波形图得到谐振电流iL的波形。
7.一种使用权利要求1-6任一所述的全半桥谐振变换器的电压平衡控制方法，其特征在于，采用基波近似法进行稳态分析：
由全半桥谐振变换器的电路结构得到变换器在相量域FHA等效电路图，其中两个电压源分别是vab和vcd/n的归一化基波相量，得到vab和vcd/n的归一化相量表达式：
Figure FDA0003493232410000011
Figure FDA0003493232410000012
Figure FDA0003493232410000021
是vab的归一化向量表示形式，
Figure FDA0003493232410000022
是vcd的归一化向量表示形式，M为电压增益，具体为
Figure FDA0003493232410000023
8.根据权利要求7所述的电压平衡控制方法，其特征在于，根据变压器的匝数比得出变换器的电压增益M；根据归一化开关频率F＝ωs/ωN、质量因子Q＝ωNLs/ZN得到电容器的归一化阻抗：QF-Q/F，其中F为归一化开关频率Q为质量因数，Ls为外接电感和变压器漏感之和；ωs为开关角频率ωNω为标准谐振角频率，具体为
Figure FDA0003493232410000024
ZN为标准负载电阻，具体为ZN＝RL/n2，RL为负载电阻；
利用等效电路，得到归一化的谐振电流表达式：
Figure FDA0003493232410000025
其中
Figure FDA0003493232410000026
和Ip分别是谐振电流与vAB的移相角和峰值电流；
进而得到归一化输出功率Ppu关于脉冲宽度δ与移相角
Figure FDA0003493232410000027
的表达式：
Figure FDA0003493232410000028
从而进一步分析ZVS的范围，并得到开关S1～S6各对应ZVS条件。
9.根据权利要求8所述的电压平衡控制方法，其特征在于：
当一次侧基波电压与二次侧基波电压正半周面积相等时，即认为电压平衡；通过计算可以得到δ与M之间的关系表达式：
Figure FDA0003493232410000029
10.根据权利要求7或9所述的电压平衡控制方法，其特征在于：当M＝0.5时，一次侧的全桥工作在半桥状态，S3一直开启而S4一直关闭，此时vab和vcd/n正半周面积相等；当M＝1时，一次侧工作在全桥状态，电压平衡控制调制策略相当于传统的单移相控制，vab和vcd/n正半周面积相等；当0.5<M<1时，一次侧工作在全桥和半桥之间的中间状态，vab和vcd/n正半周面积仍然相等。
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