CN114337249A - 基于准z源与开关电容的三端口dc-dc变换器及竞争控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于准Z源与开关电容的三端口DC‑DC变换器及竞争控制方法，变换器采用竞争控制实现模式的自动切换，可灵活搭配上层能量管理分配***，属于电力电子变换器领域。该变换器在Boost电路的基础上，结合由开关管、二极管和电容组成的开关电容单元与开关管、二极管和电感组成的充放电单元，通过控制3个开关管的导通与关断，改变电路中电容电感的连接方式与二极管的通断情况，从而达到提升电压增益和第二输入源充放电的效果。本发明电压增益较高，而占空比D在0到0.5之内，可避免极限占空比的情况，同时开关电容结构可降低开关器件的电压应力，适用于燃料电池、光伏电池等新能源混合发电***。
Description
技术领域
本发明属于电力电子变换器领域，具体涉及一种基于准Z源与开关电容的 三端口DC-DC变换器及竞争控制方法。
背景技术
随着经济的发展，能源短缺及环境污染问题日益严重。目前，我国太阳能、 风能发电技术成熟，已经实现商业化，但由于分布不均和对气候要求高等缺点， 很难做到大规模普及利用，发展逐渐乏力。氢能由于具有效率高、零污染、可再 生等优点，聚焦了世界各个国家的发展目光，成为了新能源研究与应用的热点。 质子交换膜燃料电池是一种将氢能直接转化为电能的新型发电装置，反应过程仅 生成水和热，具有效率高、无污染、可靠性高的优点，广泛应用于新能源汽车、 分布式发电等领域，极具应用前景，所以PEMFC混合供电***成为研究热点。
PEMFC输出电压变化范围是非常大的，仅升压或降压并不能满足实际应用 的需要，因此选取和设计合适的DC-DC变换器是非常重要的。现有PEMFC混 合供电***拓扑结构主要分为两大类，一类是采用分立的功率变换单元来实现各 个端口之间的能量传递，另一类是采用集成的多端口DC-DC变换器实现各端口 之间能量的传递。多端口DC-DC变换器可分为非隔离型、部分隔离型和全隔离 型。全隔离型与部分隔离型变换器的端口之间通过变压器实现电气隔离，直流电 逆变为高频交流电，通过磁耦合实现各个端口之间的能量传输，通常存在开关器 件多，变换器体积较大且控制策略复杂的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供了一种基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换 器
实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于准Z源与开关电容的三端口 DC-DC变换器，其特征在于，包括第一输入源Vpe、第二输入源Vb、第一电感 L1、第二电感L2、第三电感L3、分流二极管D0，第一二极管D1、第二二极管 D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二 极管D7、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第一电 容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、负载R；其中， 第一输入源Vpe的正极接第一二极管D1的阳极，第一输入源Vpe的负极接第二输 入源Vb的负极，第一二极管D1的阴极接第二功率开关管S2的源极，第二功率 开关管S2的漏极接第二输入源Vb的正极，第一电感L1的一端接第二功率开关管 S2的源极，第一电感L1的另一端接第二二极管D2和分流二极管D0的阳极，同 时接第二电容C2的负极，第二二极管D2的阴极接第一电容C1的正极与第二电 感L2的一端，第一功率开关管S1的漏极、分流二极管D0的负极和第二电容C2的正极接第二电感L2的另一端，第三电感L3的一端接第二功率开关管S2的漏极， 第三电感L3的另一端接第三二极管D3的阴极与第三功率开关管S3的源极，第三 二极管D3的阳极接第二输入源Vb的负极，第三功率开关管S3的漏极接第七二 极管D7的阴极，第七二极管D7的阳极接第一功率开关管S1的漏极，第四二极 管D4的阳极与第三电容C3的负极接第一功率开关管S1的漏极，第四二极管D4的阴极接第五二极管D5的阳极、第四电容C4的负极和第五电容C5的正极，第 三电容C3的正极和第五二极管D5的阴极接第六二极管D6的阳极，第六二极管 D6的阴极接第四电容C4的正极和负载R的一端，第五电容C5的负极与负载R 的另一端接第一功率开关管S1的源极；所述第一电感L1、第二电感L2、第一电 容C1、第二电容C2、第二二极管D2、分流二极管D0与第一功率开关管S1构成 准Z源结构，进而由后面第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第三 电容C3、第四电容C4和第五电容C5构成开关的电容单元升压，由第三电感L3、 第三二极管D3、第七二极管D7和第三功率开关管S3构成输出电流连续的第二输 入源Vb充电回路。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：
(1)本发明通过控制三个开关管的导通与关断，改变电路中电感电容的连 接方式、二极管的通断情况，从而达到提升电压增益和充放电的效果。
(2)本发明通过一个集成的三端口DC-DC变换器实现了两个电源和一个 负载的能量流动，减少了所用器件的数量，降低了成本。
(3)本发明的功率开关管占空比范围在0～0.5之间，避免了极限占空比的 情况。
(4)本发明采用竞争控制，排除规则控制中人为经验设定参数的负面影响。
附图说明
图1为本发明基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器电路图。
图2为本发明基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器单输入单输出 模式不同模态等效电路图。图2(a)为第一功率开关管S1导通，其他功率开关管 均关断的等效电路图，图2(b)为所有功率开关管均关断的等效电路图。
图3为本发明基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器单输入双输出 模式不同模态等效电路图。图3(a)为第一功率开关管S1导通，其他功率开关管 均关断的等效电路图，图3(b)为第三功率开关管S3导通，其他功率开关管均关 断的等效电路图，图3(c)为第一功率开关管S1和第三功率开关管S3关断的等效 电路图。
图4为本发明基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器双输入单输出 模式不同模态等效电路图。图4(a)为第一功率开关管S1与第二功率开关管S2导 通，第三功率开关管S3关断的等效电路图，图4(b)为第二功率开关管S2导通， 其他功率开关管均关断的等效电路图，图4(c)为所有功率开关管均关断的等效电 路图。
图5为本发明基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器在三种工作模 式下的主要波形图。其中，图5(a)为工作于单输入单输出模式的波形图；图5(b) 为工作于单输入双输出模式的波形图；图5(c)为工作于双输入单输出模式的波形 图。
图6为本发明竞争控制策略原理图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，进一步说明本发明方案。
如图1所示，一种基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器，包括第 一输入源Vpe、第二输入源Vb、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、分流 二极管D0，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、 第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第一功率开关管S1、第二功率 开关管S2、第三功率开关管S3、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四 电容C4、第五电容C5、负载R；其中，第一输入源Vpe的正极接第一二极管D1的阳极，第一输入源Vpe的负极接第二输入源Vb的负极，第一二极管D1的阴极 接第二功率开关管S2的源极，第二功率开关管S2的漏极接第二输入源Vb的正极， 第一电感L1的一端接第二功率开关管S2的源极，第一电感L1的另一端接第二二 极管D2和分流二极管D0的阳极，同时接第二电容C2的负极，第二二极管D2的 阴极接第一电容C1的正极与第二电感L2的一端，第一功率开关管S1的漏极、分 流二极管D0的负极和第二电容C2的正极接第二电感L2的另一端，第三电感L3的一端接第二功率开关管S2的漏极，第三电感L3的一端接第三二极管D3的阴极 与第三功率开关管S3的源极，第三二极管D3的阳极接第二输入源Vb的负极， 第三功率开关管S3的漏极接第七二极管D7的阴极，第七二极管D7的阳极接第 一功率开关管S1的漏极，第四二极管D4的阳极与第三电容C3的负极接第一功 率开关管S1的漏极，第四二极管D4的阴极接第五二极管D5的阳极、第四电容 C4的负极和第五电容C5的正极，第三电容C3的正极和第五二极管D5的阴极接 第六二极管D6的阳极，第六二极管D6的阴极接第四电容C4的正极和负载R的 一端，第五电容C5的负极与负载R的另一端接第一功率开关管S1的源极；第一 电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2、第二二极管D2、分流二极 管D0与第一功率开关管S1构成准Z源结构，进而由后面第四二极管D4、第五 二极管D5、第六二极管D6、第三电容C3、第四电容C4和第五电容C5构成开关 的电容单元升压，由第三电感L3、第三二极管D3、第七二极管D7和第三功率开 关管S3构成输出电流连续的第二输入源Vb充电回路，在此TPC(Three portsconverter)的基础上，在每种工作模式下分别建立变换器的状态空间模型，从而 获得PEMFC混合供电***控制器。在单输入单输出模式下，第一输入源Vpe或 第二输入源Vb经准Z源结构和开关电容单元向负载供电；在双输入单输出模式 下，由第一输入源Vpe与第二输入源Vb联合供电，同样经准Z源结构与开关电 容升压单元给负载供电；在单输入双输出模式下，由第一输入源Vpe向负载供电， 同时经准Z源结构级联Buck结构向第二输入源Vb端进行充电，级联Buck结构 的原因有两点：其一是单输入双输出模式下，因第一电容C1、第二电容C2与第 二输入源Vb的关系影响，第二输入源Vb充电时，必须加电感单元来避免输出电 压钳位；其二是包含电感单元的Buck结构在降压的同时具有输出电流恒定的优 势，恰好满足充电要求。
本发明按输入输出端口数量可分为单输入单输出、双输入单输出和单输入双 输出三种工作模式。假设第一输入源Vpe两端的电压为Vpe、第二输入源Vb两端 的电压为Vb、负载R两端的电压为Vo、第一电感L1的电流为IL1、第二电感L2电流为IL2、第三电感L3电流为IL3、第一电容C1两端的电压为VC1、第二电容 C2两端的电压为VC2、第三电容C3两端的电压为VC3、第四电容C4两端的电压 为VC4、第五电容两端电压为VC5、第一功率开关管S1的占空比为D1、第二功率 开关管S2的占空比为D2、第三功率开关管S3的占空比为D3，电容等效串联电 阻r、r1，开关周期为Ts，对三种工作模式进行详细介绍：
单输入单输出模式的控制波形图如图5(a)所示，在该模式下，变换器有两种 工作模态，在t0～t1阶段的等效电路图如图2(a)所示，该模态下，第一功率开关管 导通S1导通，第一输入源Vpe与第二电容C2给第一电感L1充电，第一电容C1给第二电感L2充电，第五电容C5给第三电容C3充电，同时与第四电容C4共同 给负载R供电；t1～t2阶段为第二模态，该模态的等效电路图如图2(b)所示，第一 功率开关管S1关断，第一输入源Vpe联合第一电感L1、第二电感L2和第三电容 C3共同为第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、第五电容C5充电，并为负 载R供电。
在此模式下可列出如下关系式：
解得输出电压如式(8)
解得其他直流量如式(9)所示
由此可计算功率开关管与二极管器件的电压应力，如式(10)所示
器件电流应力如式(11)所示
单输入双输出模式主要波形图如图5(b)所示，在一个开关周期内，此模式有 三种工作模态。t0～t1阶段等效电路如图3(a)所示，在第一模态下，第一功率开关 管S1导通，第三功率开关管S3关断，此时第一输入源Vpe与第二电容C2给第一 电感L1充电，第一电容C1给第二电感L2充电，第五电容C5给第三电容C3充电， 同时与第四电容C4共同给负载R供电，第三电感L3为第二输入源Vb充电；t1～t2阶段等效电路如图3(b)所示，在第二模态下，第一功率开关管S1关断，第三功 率开关管S3导通，此时第一输入源Vpe联合第一电感L1、第二电感L2和第三电 容C3共同为第三电感L3、第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、第五电容 C5充电，并为第二输入源Vb和负载R供电；t2～t3阶段等效电路如图3(c)所示， 在第三模态下，第一功率开关管S1和第三功率开关管S3关断，第一输入源Vpe联合第一电感L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第一电容C1、第二电容C2、 第四电容C4、第五电容C5充电，并为负载R供电，第三电感L3为第二输入源 Vb充电。该模式满足关系式(1)～(11)与式(12)、(13)：
可知输出电压Vo表达式与式(8)相同，此时功率开关管S3、二极管D3、 D7的电压应力和电流应力为：
双输入单输出模式主要波形图如图5(c)所示，在一个开关周期内，此模式有 三种工作模态。t0～t1阶段等效电路如图4(a)所示，此阶段第一功率开关管S1和第 二功率开关管S2均导通，第二输入源Vb与第二电容C2给第一电感L1充电，第 一电容C1给第二电感L2充电，第五电容C5给第三电容C3充电，同时与第四电 容C4共同给负载R供电；t1～t2阶段等效电路如图4(b)所示，在第二模态下，第 一功率开关管S1关断，第二功率开关管S2导通，第二输入源Vb联合第一电感 L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、 第五电容C5充电，并为负载R供电；t2～t3阶段等效电路如图4(c)所示，在第三 模态下，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2关断，第一输入源Vpe联合第 一电感L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第一电容C1、第二电容C2、第四 电容C4、第五电容C5充电，并为负载R供电。在此模式下可列出的关系式为：
解得输出电压如式(23)所示
该模态下其他直流量如下：
该模态下，功率开关管与二极管电压应力如下：
功率开关管与二极管电流应力如下：
得到上述各个模式需要控制的变量传递函数之后即可对其进行控制器的设 计，完成之后采用竞争控制实现模式切换，竞争控制以第一功率开关管S1、第 三功率开关管S3的占空比信号，第二输入源Vb的SOC和负载电压作为判断依 据。该方法较规则控制方法的优势为去除了人为设定参数与电池老化造成的参数 漂移不一致的问题，使得在任何时间下，变换器均依据当前燃料电池最大输出功 率来判断是否需要切换模式，从而避免电池老化后参数漂移带来的过载等损坏电 池的情况。
对三种工作模式分析可知，本发明通过一个集成的三端口DC-DC变换器实 现了第二输入源Vb的充放电，减少了所用器件的数量，降低了成本，同时占空 比在0～0.5之间，可避免极限占空比的情况，可靠性提高。变换器采用竞争控制， 一共采用了3个PI控制器，即用于控制第二输入源放电电流的BDCR(Battery discharge current controller)，用于控制第二输入源充电电流的BCR(Battery charge current controller)以及用于控制输出电压的OVR(Output voltage controller)。3个 控制器的输入分别为第二输入源放电电流ib,dis，第二输入源充电电流ib,cha以及输 出电压vo分别与其参考值ib,disref，ib,charef，vo,ref之间的差值，3个PI控制器的输出 分别为db,dis，db,cha和dv，其中，db,cha，dv外加第二输入源SOC与参考值SOCref的差值作为竞争控制的输入信号，进而得到模式切换的判断条件。由db,dis和db,cha决定开关管S2或开关管S3的工作状态，db,dis就是第二功率开关管S2的占空比d2，db,cha就是第三功率开关管S3的占空比d3，即输出占空比为d2/d3，输出电压由开关 管S1控制，其占空比d1即为dv。，最终的结果是：单输入单输出模式下，第一功 率开关管S1工作；单输入双输出模式下，第一功率开关管S1和第三功率开关管 S3工作；双输入单输出模式下，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2工作。
综上所述，一种基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器的竞争控制 方法，采用竞争控制策略实现变换器各个模式之间的自动切换，具体如下：
若当前处于单输入单输出模式，向双输入单输出模式切换的依据为第一功率 开关管S1的占空比是否达到上限值，向单输入双输出模式切换的依据是第二输 入源Vb荷电状态(SOC)是否小于下限值；
若当前处于单输入双输出模式，向单输入单输出模式切换的依据是第二输入 源Vb的SOC是否到达最大值，向双输入单输出模式切换的依据是第三功率开关 管S3的占空比是否达到上限值；
若当前处于双输入单输出模式，向单输入单输出模式切换的依据是第二输入 源SOC是否处于给定区间，向单输入双输出模式切换的依据是第二输入源Vb的SOC是否小于下限值。
与基于规则的控制策略相比，竞争控制排除了依靠人为经验进行参数设定带 来的负面影响，且具有更强的适应性。即使电池输出特性发生改变，竞争控制也 能正常实现模式切换，提高了变换器运行时的可靠性。
本发明采用准Z源电路与开关电容升压单元相结合的非隔离三端口DC-DC 变换器及其竞争控制方法。通过控制三个开关管的导通与关断，改变电路中电感 电容的连接方式、二极管的通断情况，从而达到提升电压增益和充放电的效果。
本发明设计了一种基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器，并针对 此变换器设计了竞争控制策略，相比传统非隔离DC-DC变换器，本发明具有较 高的电压增益，且减小了器件的电压应力，降低了变换器成本。其次，储能端口 引入了Buck结构，解决了输出电压钳位的问题。此外，变换器占空比0～0.5， 不存在极限占空比的情况。本发明梳理各个模态下的功率开关管通断状态与拓扑 功率流向，推导各个模式下变换器的电压增益及开关器件的电压/电流应力等性 能指标。本发明设计竞争控制策略，使变换器在不同负载功率下自动切换模式。 该策略以功率开关管的占空比和第二输入源SOC为判断依据，相比基于规则的 控制策略，竞争控制排除了依靠人为经验进行参数设定带来的负面影响，随着时间推移，以占空比和第二输入源SOC为依据的竞争控制策略能够适应当前电池 的状态，即使因电池老化或外力因素造成了电池输出特性的改变，竞争控制也能 正常实现模式切换。
Claims (6)
1.一种基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器，其特征在于，包括第一输入源Vpe、第二输入源Vb、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、分流二极管D0，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、负载R；其中，第一输入源Vpe的正极接第一二极管D1的阳极，第一输入源Vpe的负极接第二输入源Vb的负极，第一二极管D1的阴极接第二功率开关管S2的源极，第二功率开关管S2的漏极接第二输入源Vb的正极，第一电感L1的一端接第二功率开关管S2的源极，第一电感L1的另一端接第二二极管D2和分流二极管D0的阳极，同时接第二电容C2的负极，第二二极管D2的阴极接第一电容C1的正极与第二电感L2的一端，第一功率开关管S1的漏极、分流二极管D0的负极和第二电容C2的正极接第二电感L2的另一端，第三电感L3的一端接第二功率开关管S2的漏极，第三电感L3的另一端接第三二极管D3的阴极与第三功率开关管S3的源极，第三二极管D3的阳极接第二输入源Vb的负极，第三功率开关管S3的漏极接第七二极管D7的阴极，第七二极管D7的阳极接第一功率开关管S1的漏极，第四二极管D4的阳极与第三电容C3的负极接第一功率开关管S1的漏极，第四二极管D4的阴极接第五二极管D5的阳极、第四电容C4的负极和第五电容C5的正极，第三电容C3的正极和第五二极管D5的阴极接第六二极管D6的阳极，第六二极管D6的阴极接第四电容C4的正极和负载R的一端，第五电容C5的负极与负载R的另一端接第一功率开关管S1的源极；所述第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2、第二二极管D2、分流二极管D0与第一功率开关管S1构成准Z源结构，进而由后面第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第三电容C3、第四电容C4和第五电容C5构成开关的电容单元升压，由第三电感L3、第三二极管D3、第七二极管D7和第三功率开关管S3构成输出电流连续的第二输入源Vb充电回路。
2.根据权利要求1所述的基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器，其特征在于，包括三种模式，分别为单输入单输出、单输入双输出模式、双输入单输出模式，单输入单输出模式下，第一功率开关管S1工作；单输入双输出模式下，第一功率开关管S1和第三功率开关管S3工作；双输入单输出模式下，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2工作。
3.根据权利要求2所述的基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器，其特征在于，在一个开关周期内，单输入单输出模式下，变换器有两种工作模态，在第一模态下，第一功率开关管S1导通，第一输入源Vpe与第二电容C2给第一电感L1充电，第一电容C1给第二电感L2充电，第五电容C5给第三电容C3充电，同时与第四电容C4共同给负载R供电，在第二模态下，第一功率开关管S1关断，第一输入源Vpe联合第一电感L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、第五电容C5充电，并为负载R供电。
4.根据权利要求2所述的基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器，其特征在于，在一个开关周期内，单输入双输出模式下变换器有三种工作模态，在第一模态下，第一功率开关管S1导通，第三功率开关管S3关断，此时第一输入源Vpe与第二电容C2给第一电感L1充电，第一电容C1给第二电感L2充电，第五电容C5给第三电容C3充电，同时与第四电容C4共同给负载R供电，第三电感L3为第二输入源Vb充电，在第二模态下，第一功率开关管S1关断，第三功率开关管S3导通，此时第一输入源Vpe联合第一电感L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第三电感L3、第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、第五电容C5充电，并为第二输入源Vb和负载R供电，在第三模态下，第一功率开关管S1和第三功率开关管S3关断，第一输入源Vpe联合第一电感L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、第五电容C5充电，并为负载R供电，第三电感L3为第二输入源Vb充电。
5.根据权利要求2所述的基于准Z源与开关电容的三端口DC-DC变换器，其特征在于，在一个开关周期内，双输入单输出模式下变换器有三种工作模态，在第一模态下，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2导通，第二输入源Vb与第二电容C2给第一电感L1充电，第一电容C1给第二电感L2充电，第五电容C5给第三电容C3充电，同时与第四电容C4共同给负载R供电，在第二模态下，第一功率开关管S1关断，第二功率开关管S2导通，第二输入源Vb联合第一电感L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、第五电容C5充电，并为负载R供电，在第三模态下，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2关断，第一输入源Vpe联合第一电感L1、第二电感L2和第三电容C3共同为第一电容C1、第二电容C2、第四电容C4、第五电容C5充电，并为负载R供电。
6.一种基于权利要求1所述的三端口DC-DC变换器的竞争控制方法，其特征在于，具体如下：
若当前处于单输入单输出模式，当第一功率开关管S1的占空比达到上限值，向双输入单输出模式切换；当第二输入源Vb荷电状态SOC小于下限值，向单输入双输出模式切换；
若当前处于单输入双输出模式，当第二输入源Vb的SOC到达最大值向单输入单输出模式切换；当第三功率开关管S3的占空比达到上限值向双输入单输出模式切换；
若当前处于双输入单输出模式，当第二输入源Vb的SOC处于给定区间，向单输入单输出模式切换的；当第二输入源Vb的SOC小于下限值，向单输入双输出模式切换。
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2021
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