CN114336994B - 一种无线能量切换电路、无线充电芯片及电子设备 - Google Patents

一种无线能量切换电路、无线充电芯片及电子设备 Download PDF

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Abstract

本申请提供一种无线能量切换电路，包括AC输出端口M1和至少两个能量转换电路，至少两个能量转换电路通过共用端口的方式与AC输出端口M1进行连接，通过无线能量接收电路M5接收来自无线能量发射装置M6的能量，并通过谐振控制电路M3自动切换谐振电路M2的连通状态，自动识别处于工作状态的能量转换电路，使其向AC输出端口M1提供能量，而其他未处于工作状态的能量转换电路则处于停止状态；本申请提供的无线能量切换电路在多个集成使用时，可以共用同一套后端处理电路，提高多线圈充电芯片的实用性的同时，降低了器件成本和面积。

Description

一种无线能量切换电路、无线充电芯片及电子设备
技术领域
本申请属于近场无线充电技术领域，尤其涉及一种无线能量切换电路、无线充电芯片及电子设备。
背景技术
在电子设备行业中，无线充电技术得到广泛应用，如手机、平板电脑和蓝牙耳机充电仓等，因其设备磨损率低，还存在即放即充等特点，具有良好无线充电功能的电子设备受到广大用户的欢迎。
随着消费者对无线充电功能的需求愈发增长，针对目前电子设备只能在特定的一面进行无线充电的问题，如果电子设备可以满足双面甚至多面同时支持无线充电的需求，则将大大提升电子产品的使用便捷性和用户的体验。而传统的多面无线充电技术方案大都采用完全独立的多个接收模块，分别在电子产品的多个面设置独立的接收模块，而每个接收模块均包括接收线圈、接收整流桥、接收控制芯片和接收输出后端的切换电路，利用此种方式实现的多面无线充电功能，存在制造成本高、占用体积大的问题，实用性不高。
发明内容
本申请提供一种无线能量切换电路、无线充电芯片及电子设备，以期解决传统的多面无线充电技术中制造成本高、占用体积大的问题，用户可随意选择充电面，具有制造成本低、占用体积小的优势，便捷实用，用户体验好。
第一方面，本申请实施例提供一种无线能量切换电路，包括AC输出端口M1和至少两个能量转换电路，所述AC输出端口M1分别与所述至少两个能量转换电路中每个能量转换电路通过共用端口的方式进行连接，所述AC输出端口M1用于连接充电芯片的后端处理电路以实现为负载供电；所述每个能量转换电路包括：
无线能量接收模块M5，所述无线能量接收模块M5包括第一线圈电感L1，所述无线能量接收模块M5用于接收来自无线能量发射装置M6的能量、并产生耦合交流电压；
自举模块M4，所述自举模块M4与所述无线能量接收模块M5连接，所述自举模块M4用于对所述无线能量接收模块M5产生的感应电压进行升压处理、并得到自举电压；
谐振控制模块M3，所述谐振控制模块M3与所述自举模块M4连接，所述谐振控制模块M3用于根据所述自举电压经过自身的分压电阻分压后形成驱动电压来控制自身通断；
谐振模块M2，所述谐振模块M2的输入端与所述谐振控制模块M3连接，所述谐振模块M2用于与第一线圈电感L1产生谐振交流电压；
所述各个能量转换电路的谐振模块M2的输出端相互连接后与所述AC输出端口M1的第一触点AC1连接，所述各个能量转换电路的第一线圈电感L1的第一端相互连接后与所述AC输出端口M1的第二触点AC2连接。
第二方面，本申请还提供一种无线充电芯片，包括如第一方面所述的无线能量切换电路和后端处理电路，所述后端处理电路整流电路和控制电路，所述整流电路连接所述AC输出端口M1和负载，所述控制电路连接所述整流电路；
所述控制电路用于完成所述无线充电芯片与外界无线能量发射装置M6的近场通信协议，所述整流电路用于将所述AC输出端口M1的谐振交流电压转换成直流输出电压，并通过所述直流输出电压为所述负载供电。
第三方面，本申请还提供一种电子设备，该电子设备包括如第二方面所述的无线充电芯片。
本申请的有益效果：
1、本申请提供一种无线能量切换电路，至少两个能量转换电路共用一个AC输出端口M1，通过无线能量接收模块M5接收来自无线能量发射装置M6的能量，并通过自举模块M4和谐振控制模块M3在工作状态下导通以连通谐振模块M2，使其向AC输出端口M1提供能量。由于不同能量转换电路M3导通后的并联状态会引起无线充电芯片的感量和阻值变化，降低充电效率，因此同一时刻需要保证有且仅有单个能量转换电路被启用，因此其他未处于工作状态的能量转换电路M3则处于自激振荡状态，且在该自激振荡状态下由自举模块M4产生一个自激自举电压，该自激自举电压也会经过自身分压电阻分压形成自激驱动电压，该自激驱动电压满足无法导通本端电路的谐振控制模块M3以连通本端电路的谐振模块M2的条件。
2、本申请提供一种无线充电芯片，连接有多个能量转换电路的AC输出端口M1连接同一个后端处理电路，任意一个能量转换电路处于工作状态，都使用该后端处理电路，整体架构简单有效，制造成本低，占用体积小。
3、本申请提供一种电子设备，包括此无线充电芯片，多个能量转换电路可以分别设置在电子设备的不同充电面，电子设备内部只有一套后端处理电路，用户可以任意将具有无线充电功能的充电面放置在无线能量发射装置M6上，以实现电子设备的无线充电过程，充电便捷性高，实用性高，用户体验好。
附图说明
图1是本申请提供的一种无线能量切换电路的电路原理图；
图2是本申请提供的一种自举模块的电路原理图；
图3是本申请提供的一种谐振控制模块的电路原理图；
图4是本申请提供的一种无线充电能量传输网络仿真电路的电路原理图；
图5是本申请提供的一种等效寄生参数电路的电路原理图；
图6是本申请提供的另一种等效寄生参数电路的电路原理图；
图7是本申请提供的仿真结果示意图；
图8是本申请提供的另一种谐振控制模块的原理示意图；
图9是本申请提供的一种谐振模块的原理示意图；
图10是本申请提供的一种无线充电芯片的电路原理框架示意图；
图11是本申请提供的另一种无线充电芯片的电路原理框架示意图；
图12是本申请提供的一种电子设备的整体结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在本发明实施例中使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本发明。在本发明实施例和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。
本申请实施例所涉及到的无线充电***的整体原理性说明：无线充电的工作方式是基于电感耦合，发射端线圈输入一定频率交流信号后，接收端线圈生成耦合电压，本申请实施例所描述的能量转换电路是由感应电压作为驱动。感应电压的高低也就是电压增益的高低取决于电路的耦合系数K，而影响耦合系数K的因素很多，例如两端线圈的面积，高度，偏移量等等，一般来说，两端线圈面积相当，充电高度较低，偏移量较小时耦合系数更高。即使假设在固定面积，高度并且中心对齐的情况下，发射端、接收端的电感L和电容C以及工作频率F也会影响耦合系数，也就是说，L和C决定了发射端和接收端的谐振点f0(固定的)，由控制电路给出的交流信号(也就是流过线圈的交流信号)实际工作频率f1(可调的)，当f1越靠近f0时，电压增益越高，越远离电压增益越低。无线充电就是基于控制频率的方式来控制接收端传输能量的大小。
实施例1：
参照图1，本实施例提供了一种无线能量切换电路，包括AC输出端口M1和至少两个能量转换电路(图示为能量转换电路1、能量转换电路N，N为大于1的正整数)，AC输出端口M1分别与每个能量转换电路通过共用端口的方式进行连接，每个能量转换电路包括：
无线能量接收模块M5，无线能量接收模块M5包括第一线圈电感L1，无线能量接收模块M5用于接收来自无线能量发射装置M6的能量、并产生耦合交流电压。
其中，无线能量发射装置M6设有发射线圈电感L_TX，当第一线圈电感L1与发射线圈电感之间的距离达到常规的充电高度(3～8mm)下，第一线圈电感L1与发射线圈电感L_TX之间产生耦合交流电压，实现无线充电的第一步能量传输；
自举模块M4，自举模块M4与无线能量接收模块M5连接，自举模块M4用于对无线能量接收模块M5产生的感应电压进行升压处理、并得到自举电压。
其中，由于无线能量接收模块M5产生的耦合交流电压较小，因此需要通过自举模块M4将电压升高，以给后端的谐振控制模块M3提供驱动电压。
谐振控制模块M3，谐振控制模块M3与自举模块M4连接，谐振控制模块M3用于根据所述自举电压经过自身的分压电阻分压后形成驱动电压来控制自身通断。
其中，无线能量接收模块M5的耦合交流电压经过自举模块M4的抬升之后达到自举电压。
当驱动电压大于或等于谐振控制模块M3启动连通状态的导通电压阈值时，即证明本无线能量接收模块M5对应的能量转换电路已与无线能量发射装置M6建立能量传输关系，在已建立能量传输关系的能量转换电路中，谐振控制模块M3在驱动电压的控制下切换至连通状态；
当驱动电压小于谐振控制模块M3启动连通状态的导通电压阈值，即证明此无线能量接收模块M5对应的能量转换电路未与无线能量发射装置M6建立能量传输关系，在未建立能量传输关系的能量转换电路中，谐振控制模块M3切换至关闭状态；
谐振模块M2，谐振模块M2的输入端与谐振控制模块M3连接，谐振模块M2用于与第一线圈电感L1产生谐振交流电压。
具体实现中，在已建立能量传输关系的能量转换电路中，当谐振控制模块M3切换至连通状态时，谐振模块M2与第一线圈电感L1形成LC振荡，产生交流信号，完成了交流电至交流电的能量传输；
所述各个能量转换电路的谐振模块M2的输出端相互连接后与所述AC输出端口M1的第一触点AC1连接，所述各个能量转换电路的第一线圈电感L1的第一端相互连接后与所述AC输出端口M1的第二触点AC2连接。
其中，任意一个能量转换电路与无线能量发射装置M6建立能量传输关系，即可通过其谐振模块M2的输出端向AC输出端口M1传输谐振交流信号。
另外，AC输出端口M1的第二触点AC2具体连接第一线圈电感L1的第二端和自举模块M4中升压二极管D12的阳极。
由于两个线圈同时导通时，会导致两个转换电路并联，这两个电路的线圈并联后感量减半，耦合系数会变很差。而且无线充电除了能量传输还有通信，同时导通会影响到通讯，导致两边都不能正常工作。因此无线充电这种方式决定了多个线圈同一时刻仅单个线圈实现正常工作。因此在同一时间内，多个能量转换电路中只能选择其中一个与无线能量发射装置M6进行耦合，不能多于一个能量转换电路同时耦合，以保证各个能量转换电路能共用一个AC输出端口M1向后端提供能量。
需要说明的是，利用不同的无线能量接收模块M5靠近无线能量发射装置M6，对应靠近的无线能量接收模块M5才会产生交流耦合信号，而未靠近的无线能量接收模块M5无法接收无线能量发射装置M6的能量，只存在其第一线圈电感L1和电路寄生参数所引起的自激振荡(自激振荡是由于多个转换电路的输出端，也就是AC1和AC2彼此相连，当一个转换电路工作并正常输出时，其他电路在输出端也会有同样的电压变换，通过金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET，简称为MOS管)的寄生电容和体二极管，电路中会产生自激振荡，震荡的幅度与寄生参数大小以及电路中的输出电压幅度和分压电阻的分压比例有关)，所产生的电压和能量低，无法与因耦合所产生的耦合交流电压相比较，而较低的电压和能量无法促使谐振控制模块M3切换至连通状态，保证未靠近无线能量发射装置M6的能量转换电路处于关闭状态，无法形成正常的谐振交流电压。
在一个可能的示例中，参照图2，自举模块M4包括升压电容C15和升压二极管D12，升压二极管D12的阳极与第一线圈电感L1的第一端连接，升压二极管D12的阴极与升压电容C15的第一端连接，升压电容C15的第二端与第一线圈电感L1的第二端连接，升压电容C15的两端分别与谐振控制模块M3连接，在无线能量接收模块M5中产生的较小的耦合交流电压，通过自举模块M4的自举升压方式，抬升至自举电压。
在一个可能的示例中，参照图3，谐振控制模块M3包括第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、第一NMOS管N1和第二NMOS管N2，第一分压电阻R1的第一端与升压电容C15的第一端连接，第一分压电阻R1的第二端与第一NMOS管N1的G极连接，第一NMOS管N1的D极与升压电容C15的第二端连接，第一NMOS管N1的S极分别与第二分压电阻R2的第二端、第二NMOS管N2的S极连接，第二NMOS管N2的G极与第二分压电阻R2的第一端连接，第二NMOS管N2的D极与谐振模块M2连接。
其中，所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2为分压电阻，具体针对自举电压进行分压以生成用于驱动第一NMOS管N1和第二NMOS管N2的驱动电压，且第一NMOS管N1和第二NMOS管N2默认状态是关闭状态，直接使第一线圈电感L1开路，防止多个第一线圈电感L1并联所引起的感量和阻值变化。
另外地，第一NMOS管N1和第二NMOS管N2根据第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的分压比例进行通断状态的切换，并使得当耦合交流电压较低时，经自举升压后的自举电压也是比较低的升压电平时，第一NMOS管N1和第二NMOS管N2仍然保持导通，但是在未经耦合的能量转换电路中，第一NMOS管N1和第二NMOS管N2则保持关闭，处于关断的状态。
在一个可能的示例中，所述至少两个能量转换电路中任意两个能量转换电路中所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的分压比例相同；
所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的分压比例通过如下条件进行设置：
条件1：处于工作状态的能量转换电路中的谐振控制模块M3的驱动电压的最小值大于或等于预设的导通电压阈值，所述驱动电压由本端的自举模块M4产生的自举电压经过本端的第一分压电阻R1和第二分压电阻R2分压后生成；
条件2：处于非工作状态的能量转换电路产生自激振荡，所述自激振荡的能量转换电路的自举模块M4生成自激自举电压，所述自激振荡的能量转换电路的谐振控制模块M3将所述自激自举电压经过第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2分压后生成自激驱动电压，所述自激驱动电压的最大值小于所述预设的导通电压阈值；所述导通电压阈值为所述第一NMOS管N1和所述第二NMOS管N2的栅源电压阈值。
也就是说，设置分压比例的条件1和条件2的根本原则在于：工作的能量转换电路通过自举模块M4产生的自举电压分压后，其最低驱动电压可以对应的MOS管，而非工作的能量转换电路通过自激振荡产生的自激自举电压，其分压后最高自激驱动电压不能驱动对应的MOS管。
在一个可能的示例中，所述分压比例通过如下方式确定：
所述分压比例通过如下方式确定：
根据所述条件1、所述条件2以及所述无线能量切换电路，确定所述无线能量切换电路的仿真电路，其中，所述仿真电路中处于非工作状态的能量转换电路中的第一NMOS管N1和第二NMOS管N2均被等效为电容和二极管；
针对预设的发射端电压集合中的每个参考发射端电压，执行如下操作A，得到多个参考分压比例范围，其中，所述发射端电压集合包括多个参考发射电压；
操作A：以当前处理的参考发射端电压作为所述仿真电路的输入，运行所述仿真电路，得到当前处理的参考发射端电压对应的参考分压比例范围；
确定所述多个参考分压比例范围的交集为适配所述无线能量切换电路的分压比例。
具体实现中，分压比例的设计和发射端输入电压，接收端负载电流，以及MOS的门阈值电压(Gate Threshold Voltage，Vgs-th)有关。
具体来说，对于处于非工作状态的电路而言，当AC2最高时，自激驱动电压最高，此时处于非工作状态的电路的自激驱动电压不能达到Vgs-th(即预设的导通电压阈值)，对于处于工作状态的电路而言，当AC1最高时，驱动电压最低，处于工作状态的电路的驱动电压要大于Vgs-th；由于实际应用中负载电流，充电位置，距离，以及发射端输入等都会影响AC1，AC2的最大值，因此可以通过仿真提供一个分压比例范围。
参照图4，图4是本申请提供的一种无线充电能量传输网络仿真电路的电路原理图，如图所示，左侧电路为发射端电路，包括发射端电源(图示为5Vdc)，具体为5V输入的直流电源；全桥电路，包括U1、U2、U3、U4；全桥驱动电源，包括V1、V2；发射端谐振网络，包括C21、L01。
中间三个能量转换的电路中，最上方为处于非工作状态的能量转换电路，中间为处于工作状态的能量转换电路，下方的为处于非工作状态的能量转换电路的等效寄生参数电路。能量转换电路即本申请实施例中提供的能量转换电路，其具体电路原理即可如图1、图2、图3、图8、图9所示，例如对应的图4中，两个能量转换电路均包括第一线圈电感(图示为L02、L03)、升压二极管(图示为D01、D02)、升压电容(图示为C23、C24)、第一分压电阻(图示为R01、R02)、第二分压电阻(图示为R03、R04)、第一NMOS管(图示为U6、U8)、第二NMOS管(图示为U7、U9)、第二电容(图示为C25、C26)，以及谐振模块电容(图示为C27、C28)。
右侧电路为等效的简化接收端电路，包括整流桥U5，输出端滤波电容C22以及接收端负载R05。
左中右三部分电路构成了完整的无线充电能量传输网络，通过该仿真电路可以实现基本功能的仿真，可基于该仿真电路和操作A确定无线能量切换电路的分压比例。
其中，在处于非工作状态的能量转换电路中，第一NMOS管和第二NMOS管需要被等效，寄生参数包括寄生电容Ciss(输入电容)、Coss(输出电容)、Crss(逆导电容)、体二极管，其他元器件的寄生参数可以忽略不计。对应到图4中的等效寄生参数电路，则D03、D04为等效体二极管，C29、C30为等效Cds电容，C31、C32为等效Cgd电容，C33为第一NMOS管和第二NMOS管共同的等效Cgs电容。电路中其他元器件可以包括第一线圈电感(图示为L04)、升压二极管(图示为D05)、升压电容(图示为C34)、第一分压电阻(图示为R06)、第二分压电阻(图示为R07)、第二电容(图示为C35)，以及谐振模块电容(图示为C36)，
基于上述仿真电路，则可执行操作A，得到多个参考分压比例范围。
举例来说，例如：预设的发射端电压集合包括两个参考发射端电压：5V、9V，分别将两个参考发射端电压作为仿真电路的输入，运行仿真电路。
若将参考发射端电压为5V作为输入时，得到第二分压电阻：第一分压电阻的参考分压比例范围为6:1～2:1。
若将参考发射端电压为9V作为输入时，得到第二分压电阻：第一分压电阻的参考分压比例范围为4:1～2:1。
将两个参考分压比例范围的交集(即4:1～2:1)适配为无线能量切换电路的分压比例，也就是说输入电压5V或者9V时，4:1～2:1的比例可以通用。
在一个可能的示例中，所述分压比例通过如下方式确定：
确定所述能量转换电路在自激振荡状态下的第一等效寄生参数电路和第二等效寄生参数电路，其中，所述第一等效寄生参数电路为第一触点AC1的电势大于所述第二触点AC2的电势的情况下的等效电路，所述第二等效寄生参数电路为第一触点AC1的电势小于所述第二触点AC2的电势的情况下的等效电路；
针对所述第一等效寄生参数电路，基于电路信号关系确定所述驱动电压与当前等效电路的寄生参数之间的第一关系公式；
针对所述第二等效寄生参数电路，基于电路信号关系确定所述驱动电压与当前等效电路的寄生参数之间的第二关系公式；
分别根据所述第一关系公式、所述第二关系公式以及预设的所述AC输出端口M1的参考电压集合，计算在所述参考电压集合约束下的自激驱动电压的取值范围；
根据所述自激驱动电压的取值范围中的最大值和所述条件2确定第一导通电压阈值的取值区间，以及根据所述第一导通电压阈值的取值区间确定所述无线能量切换电路的第一分压比例区间；
根据所述参考电压集合和所述条件1确定第二导通电压阈值的取值区间，以及根据所述第二导通电压阈值的取值区间确定所述无线能量切换电路的第二分压比例区间；
根据所述第一分压比例区间和所述第二分压比例区间确定所述无线能量切换电路的分压比例。
具体实现中，对于非工作状态下的能量切换电路，其在自激振荡状态下，由于有自举模块和MOS(包含单向导通的二极管)，所以在交流输入信号AC1与AC2电势高低变化时，等效的电路不同。
具体的，参照图5，图5是本申请提供的第一等效寄生参数电路的电路原理图，该等效寄生参数电路为第一触点AC1的电势大于第二触点AC2的电势的情况下的等效电路，对于该等效寄生参数电路，V1和V2的电压关系如下，其中V1即第一触点AC1电势，V2即第二触点AC2电势：
V1＝VC4+0.7+VL+V2，
可以得到：
(Vb－0.7－V2)＝d2×(V1－Vb)÷dt2，
该等效寄生参数电路中，Va节点的电流关系为：
IC1+IR2+IC2＝0，
其中，
IC1＝C1×(dVC1÷dt)，
IR2＝(Va－Vb)÷R2，
IC2＝C2×d(Va－Vb)÷dt，
VC1＝Vb－0.7－IC1R1－Va，
转换得到IC1+IR2+IC2＝0所对应的第一关系公式：
C1×d(Va－Vb－0.7±Ce－[t÷(R1×C1)])÷dt+(Va－Vb)÷R2+C2×d(Va－Vb)÷dt＝0，
其中，在等效寄生参数电路中Va－Vb＝Vgs，也就是说等效寄生参数电路中Va－Vb对应谐振控制模块M3中的导通电压阈值Vgs。
参照图6，图6是本申请提供的第二等效寄生参数电路的电路原理图，该等效寄生参数电路为第一触点AC1的电势小于第二触点AC2的电势的情况下的等效电路，其中，对于该等效寄生参数电路，V1和V2的电压关系如下，其中V1即第一触点AC1，V2即第二触点VC2，
V2＝VL+VC3+0.7+VC4，
而该等效寄生参数电路中，Va节点的电流关系为：
IR1＝IR2+IC2，
通过上述公式IR1＝IR2+IC2转换即可得到对应的第二关系公式：
(V2－0.7－Va)÷R1＝(Va－Vb)÷R2+C2×d(Va－Vb)÷dt，
其中，在等效寄生参数电路中Va－Vb＝Vgs，也就是说等效寄生参数电路中Va－Vb对应谐振控制模块M3中的导通电压阈值Vgs。
确定出第一关系公式和第二关系公式之后，根据该第一关系公式和第二关系公式以及预设的AC输出端口M1的参考电压集合，计算出对应在该参考电压集合约束下的自激驱动电压的取值范围，也就是说，分别将参考电压集合中每个参考电压代入上述第一关系公式和第二关系公式中，计算在该参考电压下的自激驱动电压，得到多个自激驱动电压的取值，即在该参考电压集合约束下的自激驱动电压的取值范围。
确定出自激驱动电压的取值范围后，由于对于非工作状态的能量转换电路而言，条件2中包括自激驱动电压的最大值小于预设的导通电压阈值，因此可以根据自激驱动电压的取值范围中的最大值和所述条件2确定出第一导通电压阈值的取值区间，再根据第一导通电压阈值的取值区间确定第一分压比例区间。
而对于工作状态下的能量转换电路，则可根据AC输出端口M1的参考电压集合和条件1确定第二导通电压阈值的取值区间，参照图4，工作状态下导通电压Vgs和AC1、AC2的关系如下：
C27×d(VAC1－Vb)÷dt＝IL02+C23×d(VAC1－0.7－Vb)÷dt+(Va－Vb)÷R01+C25×d(Va－Vb)÷dt，
上述公式是基于电路中各分路之间的电流关系确定的，其中，
dIL02＝(VAC1－Vb)×dt÷L02，
Vgs＝Va－Vb。
根据预设的参考电压集合即预设的AC1、AC2的电压值，得到第二导通电压阈值的阈值区间后，再进一步根据第二导通电压阈值的阈值区间确定第二分压比例区间。
其中，导通电压Vgs和分压比例区间的关系可通过如下公式体现：
Vgs＝V自举×(第二分压电阻÷(第一分压电阻+第二分压电阻))，
最后再基于确定出的第一分压比例区间和第二分压比例区间确定无线能量切换电路的分压比例。
按照上述两种可选方式确定出分压比例之后，可通过仿真电路进行仿真以验证电路中实际驱动电压的情况。
参照图7，图7是本申请提供的仿真结果示意图，其中，虚线1为导通工作的电路驱动电压仿真结果，实线2为未导通的转换电路的仿真结果，点线3为等效寄生参数模拟电路的仿真结果。
参照图8，在本实施例中，谐振控制模块M3还包括电容C14和稳压二极管D11，电容C14并联于第二分压电阻R2两端，稳压二极管D11的正极同时与第一NMOS管N1的S极、第二NMOS管N2的S极连接，稳压二极管D11的负极同时与第一NMOS管N1的G极、所述第二NMOS管N2的G极连接。
具体实现中，当自举升压后，自举电压过高时，可以对第一NMOS管N1和第二NMOS管N2的G极进行保护，防止经自举模块M4升压后的自举电压过高，导致第一NMOS管N1和第二NMOS管N2存在损坏隐患，提高了驱动切换的稳定性。
需要说明的是，除了使用两个NMOS管串联的方式，采用其他方式来实现本谐振控制模块M3的功能，也属于本申请保护范围之内。
参照图9，在本实施例中，谐振模块M2包括三个谐振电容，谐振电容相互并联，谐振模块M2与第一线圈电感L1产生谐振交流电压，且作为一种实施方式，谐振模块M2中可包含谐振电容及MOSFET寄生电容。
实施例2：
参照图10，本实施例提供一种无线充电芯片，包括上述实施例1中的无线能量切换电路，另外还包括后端处理电路，所述后端处理电路包括整流电路和控制电路，所述整流电路连接所述AC输出端口M1和负载，所述控制电路连接所述整流电路；
所述控制电路用于完成所述无线充电芯片与外界无线能量发射装置M6的近场通信协议，所述整流电路用于将所述AC输出端口M1的谐振交流电压转换成直流输出电压，并通过所述直流输出电压为所述负载供电。
其中，所述负载是指接收端输出后级电路产生的负载，可以理解为电池或者***损耗。
需要说明的是，经由谐振模块M2传输的谐振交流电压通过AC输出端口M1传输至后端的整流电路，而连接有多个能量转换电路的AC输出端口M1同时连接于一个整流电路和控制电路，任意一个能量转换电路处于工作状态，都是同用一个整流电路和控制电路，其中，整流电路负责完成谐振交流电压到直流输出电压的转换工作，控制电路则负责完成无线充电芯片与外界无线能量发射装置M6的近场通信协议
另外地，如图11所示，所述后端处理电路还包括稳压电路和保护电路，所述整流电路通过所述稳压电路连接所述负载和所述稳压电路，所述控制电路通过所述保护电路连接所述整流电路。
其中，谐振交流电压经过整流桥作用后，再经过稳压电路处理后，为负载供电，且控制电路可以是微控制单元MCU。
具体实现中，所述控制电路还用于完成电源调制和管理，以及用于通过所述保护电路对整流电路和稳压电路进行电压/电流检测和保护，当电压/电流出现异常状况时及时采取保护动作，防止出现元器件的损坏。
实施例3：
本申请实施例还提供一种电子设备，所述电子设备包括前述实施例2所述的无线充电芯片。
具体来说，带有近场无线充电功能的诸多电子产品均可使用实施例2中的无线充电芯片，参照图12，以真无线立体声(True Wireless Stereo，TWS)耳机充电仓为示例进行说明，TWS耳机充电仓包括了实施例2中的无线充电芯片，由于TWS耳机充电仓整体结构是其底面和前后两面较为平整，此三个面适合充当无线充电的充电面，因此在这三个面中设置无线能量接收模块M5，然后共用一套整流电路和控制电路。
当TWS耳机充电仓的前面、背面和底面中任意一面设置在无线能量发射装置M6上方3～8mm左右时，例如底面在此常规充电高度下，底面上的无线能量接收模块M5被唤醒、并与无线能量发射装置M6之间产生耦合交流电压，且底面的谐振控制模块M3处于工作状态，引发其对应的谐振模块M2与第一线圈电感L1产生谐振交流电压，再配以整流电路和控制电路，完成能量的传输。
另外地，可以根据TWS耳机充电仓中前面、背面和底面的面积，相对应地调整在不同充电面上第一线圈的线圈数量和面积、及谐振模块M2的谐振电容参数，最大化利用不同充电面的面积差异，做到高效率的能量传输转换。本实施例相比于现有的单面固定方向充电的技术，具有更高的自由度和便捷性，用户体验更好。
具体实现中，第一线圈电感L1的线圈面积和输出功率是产品设计首先应该确定的两个参数，线圈的电感L，电阻R和工作频率决定了线圈的品质因数，L和R是正比关系，但L越大R越小品质因数越高，如果工作频率W(即第一线圈电感中实际流过的交流信号频率)为110～205KHz，通过仿真则可以得到一个最优的R和L，然后根据接收端谐振点Wrx应该略小于W的方式，比如Wrx设置为90KHz(谐振点)，就得到了接收端谐振电容Crx。此时电路中的器件参数L和C都已确定，具体功率调节由MCU控制进行。
整个无线充电电路***的电路参数满足如下关系公式：
V2rect＝(π2÷8)×W×Lrx×Pout×sqrt[(1－W2rx÷W)2+Qtx×K2÷Qrx]，
K＝abs(M)÷sqrt(Ltx×Lrx)，
Wrx＝1÷[2×π×sqrt(Lrx×Crx)]，
Qtx＝W×Ltx÷Rtx。
其中，Vrect表示经过整流桥后的输出电压，W表示工作频率，即第一线圈电感中实际流过的交流信号频率，Lrx表示接收端的线圈电感，Pout表示无线充电芯片的输出功率，Wrx表示接收端谐振点，Qtx表示发射端线圈品质因数，Qrx表示接收端线圈品质因数，k表示耦合系数，M表示互感系数，Rrx表示接收端的电感等效电阻，Ltx表示发射端的线圈电感，Crx表示接收端谐振电容，Rtx表示发射端的电感等效电阻。
另外的，若TWS耳机充电仓具备显示屏，还可以通过显示屏与用户进行信息显示交互等，例如不同侧面的无线能量接收模块的充电效率不同，可以通过显示屏显示提示信息，提示用户是否需要更换充电方向等。
相对于现有技术，本申请提供一种无线能量切换电路，至少两个能量转换电路共用一个AC输出端口M1，通过无线能量接收模块M5接收来自无线能量发射装置M6的能量，并通过自举模块M4和谐振控制模块M3在工作状态下导通以连通谐振模块M2，使其向AC输出端口M1提供能量。由于不同能量转换电路M3导通后的并联状态会引起无线充电芯片的感量和阻值变化，降低充电效率，因此同一时刻需要保证有且仅有单个能量转换电路被启用，因此其他未处于工作状态的能量转换电路M3则处于自激振荡状态，且在该自激振荡状态下由自举模块M4产生一个自激自举电压，该自激自举电压也会经过自身分压电阻分压形成自激驱动电压，该自激驱动电压满足无法导通本端电路的谐振控制模块M3以连通本端电路的谐振模块M2的条件。
本申请提供一种无线充电芯片，连接有多个能量转换电路的AC输出端口M1连接同一个后端处理电路，任意一个能量转换电路处于工作状态，都使用该后端处理电路，整体架构简单有效，制造成本低，占用体积小。
本申请提供一种电子设备，包括此无线充电芯片，多个能量转换电路可以分别设置在电子设备的不同充电面，电子设备内部只有一套后端处理电路，用户可以任意将具有无线充电功能的充电面放置在无线能量发射装置M6上，以实现电子设备的无线充电过程，充电便捷性高，实用性高，用户体验好。
以上所述仅是本申请的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。

Claims (9)

1.一种无线能量切换电路，其特征在于，包括AC输出端口M1和至少两个能量转换电路，所述AC输出端口M1分别与所述至少两个能量转换电路中每个能量转换电路通过共用端口的方式进行连接，所述AC输出端口M1用于连接充电芯片的后端处理电路以实现为负载供电；所述至少两个能量转换电路中的一个能量转换电路包括：
无线能量接收电路M5，所述无线能量接收电路M5包括第一线圈电感L1，所述无线能量接收电路M5用于接收来自无线能量发射装置M6的能量、并产生耦合交流电压；
自举电路M4，所述自举电路M4与所述无线能量接收电路M5连接，所述自举电路M4用于对所述无线能量接收电路M5产生的感应电压进行升压处理、并得到自举电压；
谐振控制电路M3，所述谐振控制电路M3与所述自举电路M4连接，所述谐振控制电路M3用于根据所述自举电压经过自身的分压电阻分压后形成驱动电压来控制自身通断；
谐振电路M2，所述谐振电路M2的输入端与所述谐振控制电路M3连接，所述谐振电路M2用于与第一线圈电感L1产生谐振交流电压；
所述各个能量转换电路的谐振电路M2的输出端相互连接后与所述AC输出端口M1的第一触点AC1连接，所述各个能量转换电路的第一线圈电感L1的第一端相互连接后与所述AC输出端口M1的第二触点AC2连接；
其中，所述至少两个能量转换电路中任意两个能量转换电路中第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的分压比例相同；
所述分压比例通过如下方式确定：确定所述能量转换电路在自激振荡状态下的第一等效寄生参数电路和第二等效寄生参数电路，其中，所述第一等效寄生参数电路为第一触点AC1的电势大于所述第二触点AC2的电势的情况下的等效电路，所述第二等效寄生参数电路为第一触点AC1的电势小于所述第二触点AC2的电势的情况下的等效电路；
针对所述第一等效寄生参数电路，基于电路信号关系确定所述驱动电压与当前等效电路的寄生参数之间的第一关系公式；
针对所述第二等效寄生参数电路，基于电路信号关系确定所述驱动电压与当前等效电路的寄生参数之间的第二关系公式；
分别根据所述第一关系公式、所述第二关系公式以及预设的所述AC输出端口M1的参考电压集合，计算在所述参考电压集合约束下的自激驱动电压的取值范围；
根据所述自激驱动电压的取值范围中的最大值和条件2确定第一导通电压阈值的取值区间，以及根据所述第一导通电压阈值的取值区间确定所述无线能量切换电路的第一分压比例区间；
根据所述参考电压集合和条件1确定第二导通电压阈值的取值区间，以及根据所述第二导通电压阈值的取值区间确定所述无线能量切换电路的第二分压比例区间；
根据所述第一分压比例区间和所述第二分压比例区间确定所述无线能量切换电路的分压比例；
所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的分压比例通过如下条件进行设置：
条件1：处于工作状态的能量转换电路中的谐振控制电路M3的驱动电压的最小值大于或等于预设的导通电压阈值，所述驱动电压由本端的自举电路M4产生的自举电压经过本端的第一分压电阻R1和第二分压电阻R2分压后生成；
条件2：处于非工作状态的能量转换电路产生自激振荡，所述自激振荡的能量转换电路的自举电路M4生成自激自举电压，所述自激振荡的能量转换电路的谐振控制电路M3将所述自激自举电压经过第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2分压后生成自激驱动电压，所述自激驱动电压的最大值小于所述预设的导通电压阈值。
2.根据权利要求1所述的无线能量切换电路，其特征在于，所述自举电路M4包括升压电容C15和升压二极管D12，所述升压二极管D12的阳极与所述第一线圈电感L1的第一端连接，所述升压二极管D12的阴极与所述升压电容C15的第一端连接，所述升压电容C15的第二端与所述第一线圈电感L1的第二端连接，所述升压电容C15的两端分别与所述谐振控制电路M3连接。
3.根据权利要求2所述的无线能量切换电路，其特征在于，所述谐振控制电路M3包括第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、第一NMOS管N1和第二NMOS管N2，所述第一分压电阻R1的第一端与所述升压电容C15的第一端连接，所述第一分压电阻R1的第二端与所述第一NMOS管N1的G极连接，所述第一NMOS管N1的D极与所述升压电容C15的第二端连接，所述第一NMOS管N1的S极分别与所述第二分压电阻R2的第二端、所述第二NMOS管N2的S极连接，所述第二NMOS管N2的G极与所述第二分压电阻R2的第一端连接，所述第二NMOS管N2的D极与所述谐振电路M2连接。
4.根据权利要求3所述的无线能量切换电路，其特征在于，
所述导通电压阈值为所述第一NMOS管N1和所述第二NMOS管N2的栅源电压阈值。
5.根据权利要求4所述的无线能量切换电路，其特征在于，所述分压比例通过如下方式确定：
根据所述条件1、所述条件2以及所述无线能量切换电路，确定所述无线能量切换电路的仿真电路，其中，所述仿真电路中处于非工作状态的能量转换电路中的第一NMOS管N1和第二NMOS管N2均被等效为电容和二极管；
针对预设的发射端电压集合中的每个参考发射端电压，执行如下操作A，得到多个参考分压比例范围，其中，所述发射端电压集合包括多个参考发射电压；
操作A：以当前处理的参考发射端电压作为所述仿真电路的输入，运行所述仿真电路，得到当前处理的参考发射端电压对应的参考分压比例范围；
确定所述多个参考分压比例范围的交集为适配所述无线能量切换电路的分压比例。
6.根据权利要求3所述的无线能量切换电路，其特征在于，所述谐振控制电路M3还包括电容C14和稳压二极管D11，所述电容C14并联于所述第二分压电阻R2两端，所述稳压二极管D11的正极同时与所述第一NMOS管N1的S极、第二NMOS管N2的S极连接，所述稳压二极管D11的负极同时与所述第一NMOS管N1的G极、所述第二NMOS管N2的G极连接。
7.一种无线充电芯片，其特征在于，包括如权利要求1－6任一项所述的无线能量切换电路和后端处理电路，所述后端处理电路包括整流电路和控制电路，所述整流电路连接所述AC输出端口M1和负载，所述控制电路连接所述整流电路；
所述控制电路用于完成所述无线充电芯片与外界无线能量发射装置M6的近场通信协议，所述整流电路用于将所述AC输出端口M1的谐振交流电压转换成直流输出电压，并通过所述直流输出电压为所述负载供电。
8.根据权利要求7所述的无线充电芯片，其特征在于，
所述后端处理电路还包括稳压电路和保护电路，所述整流电路通过所述稳压电路连接所述负载，所述控制电路通过所述保护电路连接所述整流电路。
9.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括如权利要求8或7所述的无线充电芯片。
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