CN114244674B - 一种超宽带基带接收机频偏估计方法及装置 - Google Patents

一种超宽带基带接收机频偏估计方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种超宽带基带接收机频偏估计方法及装置，方法包括将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头，加法器数量扩展为2N‑1个；使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻；对本地前导符号匹配滤波器输出结果按照时间先后顺序执行延迟自相关处理，通过加法器累加，根据延迟时间计算从每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值；获得从第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值；对从第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值使用NCO或AFC实现频偏恢复。本发明提供的超宽带基带接收机频偏估计方法及装置，通过单次频偏估计获取高精度载波频偏估计结果。

Description

一种超宽带基带接收机频偏估计方法及装置
技术领域
本发明实施例涉及超宽带技术领域，特别是涉及一种超宽带基带接收机频偏估计方法及装置。
背景技术
超宽带(Ultra Wideband，简称UWB)作为一种宽带无线通信技术，具有传输速率快，安全性高以及抗多径衰落能力强等特点。然而由于其带宽较大，允许工作频带的中心频点通常可高达10GHz，这就要求基带***需要能够对很大的载波频偏进行估计并恢复。
在应对大载波频偏的情形时，通常采用的一种方法为采用粗频偏估计及恢复和精频偏估计和恢复两个步骤实现，但是分两级处理会导致消耗大量的导频符号，致使后续处理的导频资源变得紧张。通常还采用的另一种方法为使用单次频偏估计获得大频偏估计，但是会带来采样点数目非常巨大，从而消耗大量存储资源的问题，并且由于超宽带接收信号的功率通常很低，直接使用采样点互相关的方式获得相位差的方法不能很好的消除噪声的影响。
因此需要提供一种频偏估计方法，能够解决上述问题。
发明内容
本发明提供一种超宽带基带接收机频偏估计方法，通过单次频偏估计获取高精度大范围的载波频偏估计结果。
本发明实施例提供一种超宽带基带接收机频偏估计方法，包括以下步骤：
将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头，加法器数量扩展为2N-1个；
使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻；
对本地前导符号匹配滤波器输出结果按照时间先后顺序执行延迟自相关处理后，通过所述加法器进行累加，根据延迟时间计算从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值；
根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值；
对从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值使用数字控制振荡器NCO或自动频率控制AFC实现频偏恢复。
优选地，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，具体使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000021
其中，c(i)表示2N阶本地前导符号匹配滤波器的系数，τ表示时刻，s(τ-i+1)表示τ-i+1时刻的采样复信号，ω(τ)表示所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果，其中，i为整数，i取值范围为[1,2N]；
通过对ω(τ)执行延迟自相关并累加消除噪声后，对其结果的绝对值执行最大值检索从而获取前导符号同步时刻t0。
优选地，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导同步时刻之后，还包括以下步骤：
将所述每一级本地前导符号匹配滤波器划分为多级滤波输出结果，对于所述每一级本地前导符号匹配滤波器，获得N级滤波输出结果，其中第n级共有2N-n个本地前导符号匹配子滤波器，其中，n为整数，n取值范围为[1,N-1]。
优选地，对所述第n级的2N-n个本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，其中第i个本地前导符号匹配滤波器的第j级的本地前导符号匹配子滤波器的输出结果使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000031
其中，aq,j,k表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k个本地前导符号匹配滤波器的输出结果，
Figure GDA0004083526000000032
表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k+1个本地前导符号匹配滤波器的输出结果的共轭，其中，q为整数，q的取值范围为[1,Q]，Q为整数，j为整数，j的取值范围为[1,N]，k为整数，k的取值范围为[1,(N-n+1)/2]。
优选地，所述根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值，具体包括以下步骤：
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算Corr(1)的相位θ1，使用公式θ1＝f1·t1计算所述第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000037
其中t1表示时刻；
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算复数Corr(2)的相位θ2，结合2π模糊，获得多个相位[θ2,1,θ2,2,θ2,3,…θ2,M]，进而求得多个相应的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000033
所述2π模糊指的是由于延迟自相关的相关时间间隔过大，导致估计出来的频偏结果包含多个模糊值，使用如下公式确定第二级输出的频偏估计值：
Figure GDA0004083526000000034
Figure GDA0004083526000000035
依次对第3至第N级重复使用上述CORDIC坐标旋转数字计算方法，从而获得高精度频偏估计结果
Figure GDA0004083526000000036
其中，M是指基于所述多个相应的频偏估计值中的最大值以及所述2π模糊，计算出的模糊相位值的数目；
Figure GDA0004083526000000041
指使式子达到最小值时的m；argmin指使括号内的数值最小，并输出此时的参数值，|·|表示计算绝对值，其中，m为整数，m的取值范围为[1,M]。
本发明实施例还一种超宽带基带接收机频偏估计装置，包括：
扩展模块，其用于将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头，加法器数量扩展为2N-1个；
前导符号同步时刻确定模块，其用于使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻；
模糊频偏估计值计算模块，其用于对本地前导符号匹配滤波器输出结果按照时间先后顺序执行延迟自相关处理后，通过所述加法器进行累加，根据延迟时间计算从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值；
频偏估计真实值获取模块，其用于根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值；
频偏恢复模块，其用于对从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值使用数字控制振荡器NCO或自动频率控制AFC实现频偏恢复。
优选地，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，具体使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000042
其中，c(i)表示2N阶本地前导符号匹配滤波器的系数，τ表示时刻，s(τ-i+1)表示τ-i+1时刻的采样复信号，ω(τ)表示所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果，其中，i为整数，i取值范围为[1,2N]；
通过对ω(τ)执行延迟自相关并累加消除噪声后，对其结果的绝对值执行最大值检索从而获取前导符号同步时刻t0。
优选地，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻之后，还包括以下步骤：
将所述每一级本地前导符号匹配滤波器划分为多级滤波输出结果，对于所述每一级本地前导符号匹配滤波器，获得N级滤波输出结果，其中第n级共有2N-n个本地前导符号匹配子滤波器，其中，n为整数，n取值范围为[1,N-1]。
优选地，对所述第n级的2N-n个本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，其中第i个本地前导符号匹配滤波器的第j级的本地前导符号匹配子滤波器的输出结果使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000051
其中，aq,j,k表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k个本地前导符号匹配滤波器的输出结果，
Figure GDA0004083526000000052
表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k+1个本地前导符号匹配滤波器的输出结果的共轭，其中，q为整数，q的取值范围为[1,Q]，Q为整数，j为整数，j的取值范围为[1,N]，k为整数，k的取值范围为[1,(N-n+1)/2]。
优选地，所述根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值，具体包括以下步骤：
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算Corr(1)的相位θ1，使用公式θ1＝f1·t1计算所述第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000053
其中t1表示时刻；
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算复数Corr(2)的相位θ2，结合2π模糊，获得多个相位[θ2,1,θ2,2,θ2,3,…θ2,M]，进而求得多个相应的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000054
所述2π模糊指的是由于延迟自相关的相关时间间隔过大，导致估计出来的频偏结果包含多个模糊值，使用如下公式确定第二级输出的频偏估计值：
Figure GDA0004083526000000061
Figure GDA0004083526000000062
依次对第3至第N级重复使用上述CORDIC坐标旋转数字计算方法，从而获得高精度频偏估计结果
Figure GDA0004083526000000063
其中，M是指基于所述多个相应的频偏估计值中的最大值以及所述2π模糊，计算出的模糊相位值的数目；
Figure GDA0004083526000000064
指使式子达到最小值时的m；argmin指使括号内的数值最小，并输出此时的参数值，|·|表示计算绝对值，其中，m为整数，m的取值范围为[1,M]。
与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：
本发明实施例的超宽带基带接收机频偏估计方法及装置，通过将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头以及加法器数量扩展为2N-1个，使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值，可以实现单次频偏估计获取高精度大范围的载波频偏估计结果；
进一步地，通过对本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，使用实时信号处理的方式，而非先存储后处理的方式，不会耗费大量的存储资源去保存输出结果，可以节约大量的存储资源。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，而不是全部实施例。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计方法的流程图；
图2为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计方法中使用的本地前导符号匹配滤波器结构示意图；
图3为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计方法中使用的前导符号的结构示意图；
图4为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计装置的模块图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面以具体的实施例对本发明的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。
基于现有技术存在的问题，本发明实施例提供一种超宽带基带接收机频偏估计方法及装置，通过单次频偏估计获取高精度大范围的载波频偏估计结果。
图1为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计方法的流程图。现在参看图1，一种超宽带基带接收机频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S101：将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头，加法器数量扩展为2N-1个；
S102：使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻；
S103：对本地前导符号匹配滤波器输出结果按照时间先后顺序执行延迟自相关处理后，通过所述加法器进行累加，根据延迟时间计算从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值；
S104：根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值；
S105：对从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值使用数字控制振荡器NCO或自动频率控制AFC实现频偏恢复。
在具体实施中，步骤S101中的抽头(Tap)是本地前导符号匹配滤波器的系数或者延时对，抽头的个数意味着实现本地前导符号匹配滤波器所需要的存储空间、需要计算的数目以及本地前导符号匹配滤波器能滤掉的数量。
在具体实施中，步骤S104中的非真实值是指一组模糊值中只有一个真实的频偏值，其他的模糊值称为非真实值。
在具体实施中，步骤S105中的NCO(数字控制振荡器)的英文全称为NumericallyControlled Oscillator，AFC(自动频率控制)的英文全称为Automatic FrequencyControl。
图2为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计方法中使用的本地前导符号匹配滤波器结构示意图。现在参看图2，将抽头数为K的本地前导符号匹配滤波器用零系数抽头扩展为2N个抽头。定义ADC在t时刻的采样采样复信号为s(t)，一个前导符号内的采样点数为K。
在具体实施中，步骤S102中的确定前导符号同步时刻指确定前导符号的起始时刻。2N阶本地前导符号匹配滤波器的系数依次为c(1),c(2),…c(2N)，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，具体使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000081
通过对匹配滤波输出结果ω(τ)执行延迟自相关并累加消除噪声后，对其结果的绝对值执行最大值检索从而获取前导符号同步时刻t0，则
[s(t0+L·K),s(t0+L·K+1),…s(t0+L·K+K-1)]
即为第L个完整的前导符号采样数据集合。以前导符号同步时刻t0为时间基准可以确定一个完整的前导符号的完成采样点集，其中，i为整数，i取值范围为[1,2N]。
在具体实施中，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导同步时刻之后，还包括以下步骤：将所述每一级本地前导符号匹配滤波器划分为多级滤波输出结果，对于所述每一级本地前导符号匹配滤波器，获得N级滤波输出结果，其中第n级共有2N-n个本地前导符号匹配子滤波器，其中，n为整数，n取值范围为[1,N-1]。
例如如果第一级本地前导符号匹配滤波器采用相邻两个采样点作为滤波输出结果，相当于将原始的一个前导符号长度的本地前导符号匹配滤波器划分为2N-1个本地前导符号匹配子滤波器，当然在实际应用的超宽带基带***中会选择更多的抽头数目作为第一级本地前导符号匹配滤波器输出。
图3为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计方法中使用的前导符号的结构示意图。现在参看图3，对于每一个完整的前导符号，可以获得N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果，其中第n级共有2N-n个本地前导符号匹配子滤波器，第q个前导符号的第j级的第k个本地前导符号匹配滤波器输出结果为aq,j,k，其为一个复数。
在具体实施中，对所述第n级的2N-n个本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，其中第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的本地前导符号匹配子滤波器的输出结果使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000091
其中，aq,j,k表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k个本地前导符号匹配滤波器的输出结果，
Figure GDA0004083526000000092
表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k+1个本地前导符号匹配滤波器的输出结果的共轭，其中，q为整数，q的取值范围为[1,Q]，Q为整数，j为整数，j的取值范围为[1,N]，k为整数，k的取值范围为[1,(N-n+1)/2]。
由于两个相关数据的时间间隔越短，则可估计的频偏范围越大，而频偏估计精度越差，而相关数据的时间间隔越长，虽然频偏估计精度可以显著提高，但是可估计的频偏范围会缩小，当直接对大载波频偏进行估计时会导致出现若干模糊估计结果，其中模糊估计结果的数目与预期可能出现的最大载波频偏有关。因此在具体实施中，获取频偏估计***的频偏估计上限为使用第一级匹配滤波结果计算得到的无模糊的频偏数值范围。
在具体实施中，步骤S104中所述根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值，具体包括以下步骤：
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算Corr(1)的相位θ1，使用公式θ1＝f1·t1计算所述第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000101
其中t1表示时刻；
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算复数Corr(2)的相位θ2，结合2π模糊，获得多个相位[θ2,1,θ2,2,θ2,3,…θ2,M]，进而求得多个相应的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000102
使用如下公式确定第二级输出的频偏估计值：
Figure GDA0004083526000000103
Figure GDA0004083526000000104
依次对第3至第N级重复使用上述CORDIC算法，从而获得高精度频偏估计结果
Figure GDA0004083526000000105
其中，M是指基于所述多个相应的频偏估计值中的最大值以及所述2π模糊，计算出的模糊相位值的数目；
Figure GDA0004083526000000106
指使式子达到最小值时的m；argmin指使括号内的数值最小，并输出此时的参数值，|·|表示计算绝对值，其中，m为整数，m的取值范围为[1,M]。
在具体实施中，2π模糊指的是由于延迟自相关的相关时间间隔过大，会导致估计出来的频偏结果包含多个模糊值，而各模糊值之间的相位差为2π的整数倍，称之为2π模糊。
图4为本发明的一个实施例提供的超宽带基带接收机频偏估计装置的模块图。现在参看图4，本发明实施例还一种超宽带基带接收机频偏估计装置，包括：
扩展模块21，其用于将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头，加法器数量扩展为2N-1个；
前导符号同步时刻确定模块22，其用于使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻；
模糊频偏估计值计算模块23，其用于对本地前导符号匹配滤波器输出结果按照时间先后顺序执行延迟自相关处理后，通过所述加法器进行累加，根据延迟时间计算从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值；
频偏估计真实值获取模块24，其用于根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值；
频偏恢复模块25，其用于对从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值使用NCO或AFC实现频偏恢复。
在具体实施中，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，具体使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000111
其中，c(i)表示2N阶本地前导符号匹配滤波器的系数，τ表示时刻，s(τ-i+1)表示τ-i+1时刻的采样复信号，ω(τ)表示所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果，其中，i为整数，i取值范围为[1,2N]；
通过对ω(τ)执行延迟自相关并累加消除噪声后，对其结果的绝对值执行最大值检索从而获取前导符号同步时刻t0。
在具体实施中，所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻之后，还包括以下步骤：
将所述每一级本地前导符号匹配滤波器划分为多级滤波输出结果，对于所述每一级本地前导符号匹配滤波器，获得N级滤波输出结果，其中第n级共有2N-n个本地前导符号匹配子滤波器，其中，n为整数，n取值范围为[1,N-1]。
在具体实施中，对所述第n级的2N-n个本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，其中第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的本地前导符号匹配子滤波器的输出结果使用以下公式进行计算：
Figure GDA0004083526000000121
其中，aq,j,k表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k个本地前导符号匹配滤波器的输出结果，
Figure GDA0004083526000000122
表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k+1个本地前导符号匹配滤波器的输出结果的共轭，其中，q为整数，q的取值范围为[1,Q]，Q为整数，j为整数，j的取值范围为[1,N]，k为整数，k的取值范围为[1,(N-n+1)/2]。
在具体实施中，所述根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值，具体包括以下步骤：
使用CORDIC算法计算Corr(1)的相位θ1，使用公式θ1＝f1·t1计算所述第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000126
其中t1表示时刻；
使用CORDIC算法计算复数Corr(2)的相位θ2，结合2π模糊，获得多个相位[θ2,1,θ2,2,θ2,3,…θ2,M]，进而求得多个相应的频偏估计值
Figure GDA0004083526000000123
使用如下公式确定第二级输出的频偏估计值：
Figure GDA0004083526000000124
Figure GDA0004083526000000125
依次对第3至第N级重复使用上述CORDIC算法，从而获得高精度频偏估计结果
Figure GDA0004083526000000131
其中，M是指基于所述多个相应的频偏估计值中的最大值以及所述2π模糊，计算出的模糊相位值的数目；
Figure GDA0004083526000000132
指使式子达到最小值时的m；argmin指使括号内的数值最小，并输出此时的参数值，|·|表示计算绝对值，其中，m为整数，m的取值范围为[1,M]。
综上所述，本发明实施例的超宽带基带接收机频偏估计方法及装置，通过将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头以及加法器数量扩展为2N-1个，使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值，可以实现单次频偏估计获取高精度大范围的载波频偏估计结果；
进一步地，通过对本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，使用实时信号处理的方式，而非先存储后处理的方式，不会耗费大量的存储资源去保存输出结果，可以节约大量的存储资源。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (6)

1.一种超宽带基带接收机频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头，加法器数量扩展为2N-1个；
使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，具体使用以下公式进行计算：
Figure FDA0004083525990000011
其中，c(i)表示2N阶本地前导符号匹配滤波器的系数，τ表示时刻，s(τ-i+1)表示τ-i+1时刻的采样复信号，ω(τ)表示所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器在τ时刻的输出结果，其中，i为整数，i取值范围为[1,2N]；
通过对ω(τ)执行延迟自相关并累加消除噪声后，对其结果的绝对值执行最大值检索从而获取前导符号同步时刻t0；
将所述每一级本地前导符号匹配滤波器划分为多级滤波输出结果，对于所述每一级本地前导符号匹配滤波器，获得N级滤波输出结果，其中第n级共有2N-n个本地前导符号匹配子滤波器，其中，n为整数，n取值范围为[1,N-1]；
对所述第n级的2N-n个本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，其中第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的本地前导符号匹配子滤波器的输出结果使用以下公式进行计算：
Figure FDA0004083525990000012
其中，aq,j,k表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k个本地前导符号匹配滤波器的输出结果，
Figure FDA0004083525990000013
表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k+1个本地前导符号匹配滤波器的输出结果的共轭，其中，q为整数，q的取值范围为[1,Q]，Q为整数，j为整数，j的取值范围为[1,N]，k为整数，k的取值范围为[1,(N-n+1)/2]；
对本地前导符号匹配滤波器输出结果按照时间先后顺序执行延迟自相关处理后，通过所述加法器进行累加，根据延迟时间计算从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值；
根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值；
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算Corr(1)的相位θ1，使用公式θ1＝f1·t1计算所述第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值
Figure FDA0004083525990000021
其中t1表示时刻；
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算复数Corr(2)的相位θ2，结合2π模糊，获得多个相位[θ2,1,θ2,2,θ2,3,…θ2,M]，进而求得多个相应的频偏估计值
Figure FDA0004083525990000022
所述2π模糊指的是由于延迟自相关的相关时间间隔过大，导致估计出来的频偏结果包含多个模糊值，使用如下公式确定第二级输出的频偏估计值：
Figure FDA0004083525990000023
Figure FDA0004083525990000024
依次对第3至第N级重复使用上述CORDIC坐标旋转数字计算方法，从而获得高精度频偏估计结果
Figure FDA0004083525990000025
其中，M是指基于所述多个相应的频偏估计值中的最大值以及所述2π模糊，计算出的模糊相位值的数目；
Figure FDA0004083525990000026
指使式子达到最小值时的m；arg min指使括号内的数值最小，并输出此时的参数值，|·|表示计算绝对值，其中，m为整数，m的取值范围为[1,M]；
对从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值使用数字控制振荡器NCO或自动频率控制AFC实现频偏恢复。
2.根据权利要求1所述的超宽带基带接收机频偏估计方法，其特征在于，所述抽头是本地前导符号匹配滤波器的系数。
3.根据权利要求1所述的超宽带基带接收机频偏估计方法，其特征在于，以前导符号同步时刻t0为时间基准确定一个完整的前导符号的完成采样点集。
4.一种超宽带基带接收机频偏估计装置，其特征在于，包括：
扩展模块，其用于将本地前导符号匹配滤波器阶数K用零系数抽头扩展为2N个抽头，加法器数量扩展为2N-1个；
前导符号同步时刻确定模块，其用于使用第N级本地前导符号匹配滤波器的输出结果执行符号同步检测，确定前导符号同步时刻，具体使用以下公式进行计算：
Figure FDA0004083525990000031
其中，c(i)表示2N阶本地前导符号匹配滤波器的系数，τ表示时刻，s(τ-i+1)表示τ-i+1时刻的采样复信号，ω(τ)表示所述使用第N级本地前导符号匹配滤波器在τ时刻的输出结果，其中，i为整数，i取值范围为[1,2N]；
通过对ω(τ)执行延迟自相关并累加消除噪声后，对其结果的绝对值执行最大值检索从而获取前导符号同步时刻t0；
将所述每一级本地前导符号匹配滤波器划分为多级滤波输出结果，对于所述每一级本地前导符号匹配滤波器，获得N级滤波输出结果，其中第n级共有2N-n个本地前导符号匹配子滤波器，其中，n为整数，n取值范围为[1,N-1]；
对所述第n级的2N-n个本地前导符号匹配子滤波器的输出结果执行相关处理和累加处理，其中第i个本地前导符号匹配滤波器的第j级的本地前导符号匹配子滤波器的输出结果使用以下公式进行计算：
Figure FDA0004083525990000032
其中，aq,j,k表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k个本地前导符号匹配滤波器的输出结果，
Figure FDA0004083525990000041
表示第q个本地前导符号匹配滤波器的第j级的第k+1个本地前导符号匹配滤波器的输出结果的共轭，其中，q为整数，q的取值范围为[1,Q]，Q为整数，j为整数，j的取值范围为[1,N]，k为整数，k的取值范围为[1,(N-n+1)/2]；
模糊频偏估计值计算模块，其用于对本地前导符号匹配滤波器输出结果按照时间先后顺序执行延迟自相关处理后，通过所述加法器进行累加，根据延迟时间计算从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值；
频偏估计真实值获取模块，其用于根据第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值，逐级消除从所述每一级本地前导符号匹配滤波器输出的模糊频偏估计值的非真实值后，获得从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值；
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算Corr(1)的相位θ1，使用公式θ1＝f1·t1计算所述第一级本地前导符号匹配滤波器的频偏估计值
Figure FDA0004083525990000042
其中t1表示时刻；
使用CORDIC坐标旋转数字计算方法计算复数Corr(2)的相位θ2，结合2π模糊，获得多个相位[θ2,1,θ2,2,θ2,3,…θ2,M]，进而求得多个相应的频偏估计值
Figure FDA0004083525990000043
所述2π模糊指的是由于延迟自相关的相关时间间隔过大，导致估计出来的频偏结果包含多个模糊值，使用如下公式确定第二级输出的频偏估计值：
Figure FDA0004083525990000044
Figure FDA0004083525990000045
依次对第3至第N级重复使用上述CORDIC坐标旋转数字计算方法，从而获得高精度频偏估计结果
Figure FDA0004083525990000046
其中，M是指基于所述多个相应的频偏估计值中的最大值以及所述2π模糊，计算出的模糊相位值的数目；
Figure FDA0004083525990000047
指使式子达到最小值时的m；arg min指使括号内的数值最小，并输出此时的参数值，|·|表示计算绝对值，其中，m为整数，m的取值范围为[1,M]；
频偏恢复模块，其用于对从所述第N级本地前导符号匹配滤波器获取的频偏估计的真实值使用数字控制振荡器NCO或自动频率控制AFC实现频偏恢复。
5.根据权利要求4所述的超宽带基带接收机频偏估计装置，其特征在于，所述抽头是本地前导符号匹配滤波器的系数。
6.根据权利要求4所述的超宽带基带接收机频偏估计装置，其特征在于，以前导符号同步时刻t0为时间基准确定一个完整的前导符号的完成采样点集。
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