CN106656400A

CN106656400A - Pcma***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法

Info

Publication number: CN106656400A
Application number: CN201610915678.1A
Authority: CN
Inventors: 黄波; 李选; 李大鹏; 王青杰
Original assignee: Nanjing Post and Telecommunication University
Current assignee: Nanjing Post and Telecommunication University; Nanjing University of Posts and Telecommunications
Priority date: 2016-10-21
Filing date: 2016-10-21
Publication date: 2017-05-10

Abstract

本发明公开PCMA***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法，该方法涉及卫星通信***中的载波成对多址接入等相关技术领域，通过构建本地复现信号的超前、即时和延迟支路，分别和接收的PCMA混合信号进行相干累加，并保留N个想干累加的结果，构成3个累加序列；取3个累加序列模之和最大的序列，通过FFT变换，即可快速获得时延抖动情况下的频率精确估计值，同时也兼得获取了抖动后的时延。

Description

PCMA***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法

技术领域

本发明涉及载波成对多址接入PCMA卫星通信技术领域，特别涉及时延抖动情况下的PCMA卫星通信***自干扰对消技术中的精确频差快速估计技术。

背景技术

载波成对多址接入技术(Paired Carrier Multiple Access,PCMA)允许双向卫星通信链路在时间和频谱上进行重叠，对提高卫星频谱资源利用率具有非常重要的意义，因而在卫星通信***中得到了大量的研究和应用。

PCMA***的关键是自干扰抵消，也就是利用自身发射的信号构建抵消信号，抵消接收到的下行信号中返回的自身发射的信号，称谓自干扰信号。本地复现信号和接收到的自干扰信号在时延、频率、相位、幅度方面存在一定的偏差，精确估计出这些偏差，是PCMA***自干扰抵消取得理想效果的关键。

时延和频差的捕获跟踪过程是相辅相成的，是一个二维的搜索过程。卫星的信道有可能引起时延的抖动，地面站接收天线也可能引起时延的抖动，时延的抖动必然影响频差的精确估计，因而恶化自干扰抵消的结果。

因此，研究在时延抖动情况下的精确频差快速估计技术，具有重要的现实意义。

我们经过检索后，与本发明相关的现有技术包括：

当前，与本发明相关的PCMA自干扰抵消技术中，具有代表性的几个美国专利技术包括US5596439A、US20020197958A1、US006859641B2等。这几件专利技术都有相同的共性，采用的技术基本相同，以US006859641B2专利技术为代表，如图1所示，这里做个简单介绍：IF过来的I/Q两路零中频的模拟信号进过A/D采样之后，产生接收的复信号。两路复信号进入AGC单元，经过自动增益调整之后，启动延迟/频率估计单元(即粗略获得时延和频差，然后进行精确估计)，获得较为精确的初始时延和频率。初始化FIR，启动数字锁相环DPLL，开始频差和相位的捕获和跟踪。当DPLL锁定之后，启动自适应FIR滤波器，启动延时跟踪单元进行精细的时延、相位和幅度的跟踪。最后通过减去本地复现的信号，消除自干扰信号。

现有技术方案不足：图1所示的技术方案，时延和频差捕获环节采用的是图2所示单路捕获过程。在有时延抖动的情况下，原方案依靠时延跟踪环路，要先调整时延，然后才能完成精确的频率。这个过程中，因为时延和频差精确估计是一个相辅相成的过程，会造成时延跟踪过程中频差精度没法快速的精确估计出来，因而影响了自干扰抵消的效果。而图3所示的本发明能够很好地解决上面的问题。

与本发明相关的缩略语和关键术语定义：

AGC(Automatic Gain Control)表示自动增益控制。

DPLL(Digital Phase Lock Loop)表示数字锁相环。

FFT(Fast Fourier Transformation)表示快速傅里叶变换。

FIR(Finite Impulse Response)表示有限冲激响应滤波器。

IF(Intermediate Frequency)表示中频。

PCMA(Paired Carrier Multiple Access)表示载波成对多址接入。

发明内容

本发明目的在于针对上述现有技术的不足，提供了一种PCMA***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法，该方法用于解决PCMA自干扰抵消***中时延抖动情况下精确频差快速捕获的问题。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种PCMA***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法，该方法包括以下步骤：

步骤1：本地复现信号经过频差和时延的粗捕和调整之后，分解成超前、即时和滞后三条支路。超前和滞后支路的存在，将时延的误差范围或者说精度要求放宽到3个采样间隔之内，换句话说：只要时延抖动范围前后不超过1.5个采样间隔时间，都不会引起频率捕获精度的降低。

步骤2：超前、即时和滞后支路分别和接收的混合PCMA信号进行相干累加，每条支路分别保留N(N通常取64、128、256等2的幂指数，便于后续算法的快速傅里叶变换FFT实现)个累加结果，形成3个累加序列。

步骤3：在三个累加序列中取模值之和最大的序列，对该序列进行快速傅里叶FFT变换，快速获得时延抖动情况下的精确频差估计值，并在调整频率的同时，相应的调整时延。

进一步的，本发明通过引入超前、即时和滞后三支路信号，能够提升时延抖动情况下的频差精确快速估计精度，还能兼得求取抖动后时延。

有益效果：

1、本发明通过引入超前、即时和滞后三支路信号，能够提升时延抖动情况下的频差精确快速估计精度。

2、本发明通过引入超前、即时和滞后三支路信号，在获得频差的同时，能够兼得获取抖动后的时延；

3、本发明降低了PCMA自干扰抵消***对时延捕获和跟踪精度的要求，降低了时延捕获和跟踪环节的实现复杂度。

4、本发明能够很好地提升PCMA自干扰抵消***的性能和鲁棒性。

附图说明

图1为现有技术中的PCMA自干扰抵消技术的***框图。

图2为现有一般发明专利采用的时延和频差精确捕获流程图。

图3为本发明提供的时延和频差精确捕获流程图。

图4为本发明实施之后的超前、即时和滞后相关效果示意图。

图5本发明带入图1所示PCMA对消***，对消后引入的信噪比恶化示意图

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明创造做进一步的详细说明。

图1给出了当前PCMA自干扰抵消技术普遍采用的***方案框图。本发明是在考虑时延抖动的情况下，对图1中的“时延/频率估计”环节，也就是图2，进行了创新性改进。

为更好的理解本发明的重点，这里将结合图1，并按照各个模块的工作先后顺序，对一般PCMA自干扰抵消***的各个功能模块做个简单的介绍。

一个完整的PCMA自干扰抵消***包括以下几大模块：

1)自动增益调解AGC模块

将IF过来的零中频模拟信号和本地复现信号送入AGC单元，比较两路信号之间的电平差异，并转化为指示信号，通知RF下行链路模块调整RF下行链路前端放大器，使得两路信号的电平幅度基本相等。只有在AGC调整好之后，时延和频差的捕获才能进行。

2)时延和频差的联合估计模块

时延和频差的捕获是一个二维搜索过程，两者中任何一个偏差过大，信号都不会表现出很好的相关性，一般的讲，当信号时延超过半个波特(即对数字信号)的时候，这两个信号会表现出不相关，DPLL也就无法跟踪两路信号的频差。时延和频差的联合捕获过程在后面会更详细的讲述。

3)基于DPLL的相差估计和跟踪模块

相位估计针对接收信号载波相位而言，就是要求本地复现信号载波相位与接收信号载波基本同步并保持跟踪状态，其实现办法是求接收和本地复现信号的复相关(共轭乘积后积分)，对积分结果做反正切处理得到相位差结果，然后经过滤波以以及相位调整过程反馈到信号混频的过程。相位估计采用的是数字锁相环DPLL技术。DPLL要求输入两路信号时间对齐精度大约1/(即信号带宽)，等价于2～3个采样间隔，而时延和频差捕获单元(即精度大约一个采样间隔)很容易满足该需要。

4)基于LMS的时延跟踪模块

DPLL能够精细的完成频率和相位的跟踪工作，而自适应滤波器用来完成更加精确的时延、幅度和相位跟踪。延迟单元只能完成大约1个采样间隔的精度，而自适应滤波器能够完成小于一个采样间隔的时延调整，这是通过最小均方LMS自适应滤波算法中的FIR的群时延来实现的。在最小均方误差准则下，调整自适应滤波器误差产生的时间、量以及方向，控制自适应FIR滤波器向正确的方向调整。LMS用来根据产生的误差，调整FIR的抽头系数权重。自适应FIR能够跟踪缓变的相位，但是跟踪不了较大的频差。因此DPLL和自适应FIR相互补充，DPLL跟踪大的频差，而自适应FIR跟踪幅度、相位、时延差。

本发明时延和频差联合估计环节详细介绍，包括：

1)时延和频差的联合估计原理

时延和频差的捕获是一个二维搜索过程，两者中任何一个偏差过大，信号都不会表现出很好的相关性，一般的讲，当信号时延超过半个波特(即对数字信号)的时候，这两个信号会表现出不相关，DPLL也就无法跟踪两路信号的频差。

而时延和频差的联合估计常用的算法是相关函数的自然推广，也就是求解下面的模糊函数：

这里的τ,f分别表示时延和频差，s₁(t),s₂(t)是包含同一成分的两个信号的包络，使得|A(τ,f)|达到峰值的τ,f就是我们要找的时延和频差。因此，整个捕获过程就集中在以上模糊函数的求解上。

对于上式，如果f＝0，则上式就是传统的互相关函数。如果f≠0，则上式可以看着是其中s₁频谱搬移f后再与s₂做相关。对于给定的SNR和给定的输入带宽，积分时间T确定了τ,f所能达到的精度。可看着是一个低通滤波器，带宽大约为大的T意味着更窄的滤波，更低的背景能量可以通过。

定义：

为混合乘积，当：

则代入(2)可得到：

r(t；τ)＝u(t)u^*(t-D)exp[j2π(f₁-f₂)t]exp[-j2πf₂(τ-D)] (4)

当f₁-f₂≠0的时候，混合积的直流分量变成了一个频率为f₁-f₂的正弦波。而模糊函数算符变成了一个中心频率在f的带通滤波器，也可以看着是将混合乘积外差一个频率f，然后经过低通滤波器。当f和f₁-f₂很好的适配到以内的时候，低通滤波器将产生一个很强的输出，并在f＝f₁-f₂的时候达到峰值。当然，这也要求时延τ和D要很好的匹配在信号带宽的倒数范围内，以使混合乘积自身也有显著的幅度。

如果信号带宽B比最终的滤波器的带宽宽很多的时候，通过级联窄带滤波器将数字处理的负担大大的降低，级联窄带滤波器通过不同阶段采样率的降低来做到这一点的。但是采样率的降低要保证不会发生频谱混叠。

举例来说：假设两信号频差不过1kHz，过原始信号通过1.25MHz采样之后，混合信号经过128个采样点的积分&清零(I&D)运算。此时滤波器的-3dB带宽大概是这10KHz显然能通过我们感兴趣的±1kHz的信号频差，并且滤波器的输出频率为10KHz，因此很少的带外能量落入到(-1,1)kHz频带内。后续的更进一步的模糊函数处理以获取τ的过程，仅仅针对10KHz的采样率进行，相对于1.25MHz的采样率，存储和处理的要求上减少了128阶。

经过模糊函数方法来确定τ,f，其理论上面的精度为(即标准偏差)为：

其中：

B＝接收机接入的噪声带宽，假设对两个接收机相同的

β＝接收信号谱的均方误差角频率

T_e＝积分时间的均方误差

γ＝有效地输入信噪比

W_s(f)为信号功率谱密度，零阶中心矩

γ₁和γ₂分别是两个接收机的SNR(在噪声带宽B内)，对于PCMA来讲γ₁＝γ₂。

对于矩形谱，有：

其中，B_s是信号RF带宽。因此：

同样的，对于恒功率的信号，并且通过模糊函数处里一段时间T，则：

2)时延和频差的粗捕实现过程

粗捕过程提供初始的参数估计，以进入精确的捕获过程或者是说跟踪过程，当跟踪丢失的时候或者失锁的时候，我们还要启动粗捕过程。因此，它不是连续运行的。粗捕就是要寻找可能的模糊面中的相关峰位置，并提供一定的信噪比SNR，以便进入精捕过程。

初始的时延和频差由先验知识获取。如果频差在±1kHz以内，那么按照5ms的预检测积分时间对应着200Hz的带宽，因此对于一个时间滞后，需要划分10个多普勒频率槽。显然，如果缩短预检测积分时间，则划分的多普勒频移槽就越少。因此，在粗捕阶段，我们用短的预检测积分时间，并采用非相干求和方法，获取有效的信噪比。频率槽划分完成之后，在短的预检测积分时间内，可暂时忽略频差引起的相关值降低，直接计算滑动相关值，并找出最大相关峰。当所有频率槽内的相关峰都找出来后，可认为精确的频差就落在该范围内，而此时的时延已经精确到一个采样点，频差估计缩小到一个频率槽内，在精确捕获过程中完成频差的精确捕获。

3)传统的频率精确捕获实现

图2给出了一般的频率精确捕获实现过程：在频率粗估计和延迟估计的基础上，通过对接收信号R(t)延迟之后与本地复现信号相干累加，能够得到一组相干值，存储这些相干值分别形成序列，其包络将反映频率估计的剩余分量，通过FFT处理，可以求出精细值，这就是常用的现有频率精确估计的基本过程。

本发明提供的时延抖动情况下频差快速捕获方法，包括：

正如在时延和频差的捕获原理里面所述：时延和频差的捕获是一个二维搜索过程，两者中任何一个偏差过大，信号都不会表现出很好的相关性，时延和频差也就不可能精确捕获和跟踪。特别是，当时延存在抖动的情况下，或者时延捕获环节出现较大误差的情况下，给频差的精确捕获带来困难。因此，本发明专利在图2的基础上，引入了超前、即时和滞后三条支路，从而形成了时延抖动或者估计误差较大情况下的频率精确快速捕获算法，如图3所示。

图3给出了本发明的具体实施过程，包括如下步骤：

首先，对本地复现的信号进行粗捕和时延的调整之后，通过不同的抽头延迟，可形成本发明中所谓的超前、即时和滞后三条支路；

很显然，超前和滞后支路的存在，将时延的误差范围或者说精度要求放宽到3个采样间隔之内，换句话说：只要时延抖动引起的时延范围不超过3个采样间隔时间，都不会引起频率捕获精度的降低。

接着，对本地接收的PCMA混合信号取共轭，分别和超前、即时和滞后三条支路对应相乘后进行累加。本质上来讲是进行相关运算，也就是接收的PCMA混合信号分别和三条支路的信号进行相关运算。每条支路都保留N个相关运算的结果，形成一个N值序列，为了后续的FFT计算需要，N一般取2的幂指数的形式，也就是16、64、128、256等等，N的取值要兼顾FFT计算的复杂度；

然后，对每条支路相关运算所得到的N序列值，求取模值，并累加，找到3个N序列模之和最大的序列。对该序列进行快速傅里叶FFT变换，就可得到时延抖动情况下的精确频差估计值。并同时进行时延和相位的精确调整。

本发明的理论基础，包括：

下面的数学推导过程证明精确频率估计的有效性和正确性，或者说为本发明提供了理论依据和支撑：

用R(t)代表接收的经过IF正交下变频的混合信号，L(t)代表本地经过粗捕频率矫正之后的信号，则：

而：

定义

则Δf即为我们要找的频差，显然相对于Δf而言，f₂+f₃+f′₂、f₂-f₃+f′₂、f₂+f₃-f′₂为高频信号，而众所周知，是一个3dB带宽近似等于的低通滤波器，因此，选择合适的积分时间T，可将高频部分滤掉，因此，(11)可等价于：

至此，可认为按照图中步骤求得的结果基本只与终端A发送信号和复现信号有关，确实可以代表两者的相关值，也即这种方式是合理的。那么前面混频后剩余差频Δf会保留在积分后的信号序列中，当幅度值A(nT)在n＝0,1,2,3,...,N-1变化不大的时候，对上面的N个积分值使用FFT求出频谱，并对应到积分前的情况，可得精确频率估计值。之所以选取积分后序列，一是降低数据量减轻处理器负担；二是消除噪声和本地发送的到达信号的影响。

同时，当ΔfT较小的时候，(13)式可近似为：

显然，根据上式，采用FFT变化，可以精确求得残余的频差Δf。

本发明实施后的效果分析：

将图3所示的本发明方法带入图1所示的PCMA自适应对消***中，代替图1中的时延和相位估计环节。选择NCLMS作为自适应滤波器，FIR抽头数取5，两路信号采用QPSK调制，信息速率2mbps，信噪比SNR选择14dB。

图4是在***进入跟踪环节之后，让时延产生一个采样周期的抖动，采用本发明提供的方法，计算并调整时延和频差后，超前、即时路、滞后三支路的相关运算结果，超前路和滞后路相对于即时路相对延时是相同的，因此两路相关值几乎相等，但小于即时路相关值。这说明了本算法频差没有收到时延抖动的影响。同时也说明了，该方法也能顺带快速捕获抖动后的时延。

图5是采用本发明提供的方法，带入图1所示PCMA自干扰抵消***，并完成自干扰抵消之后，单路QPSK调制信号抵消前后信噪比SNR之差。可见，PCMA自干扰***引入的信噪比恶化低于0.5dB。和COMTECH公司公布的结果相吻合，证明了本发明方法的有效性。

Claims

1.一种PCMA***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

步骤1：本地复现信号经过频差和时延的粗捕和调整之后，分解成超前、即时和滞后三条支路；

步骤2：超前、即时和滞后支路分别和接收的混合PCMA信号进行相干累加，并分别保留N个累加结果，形成3个累加序列；

步骤3：在3个累加序列中取模值之和最大的序列，对该序列进行快速傅里叶FFT变换，快速获得时延抖动情况下的精确频差估计值，并在调整频率的同时，相应的调整时延。

2.根据权利要求1所述的一种PCMA***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法，其特征在于，所述步骤1包括：所述超前和滞后支路的存在，将时延的误差范围或者说精度要求放宽到3个采样间隔之内，即只要时延抖动范围前后不超过1.5个采样间隔时间，都不会引起频率捕获精度的降低。

3.根据权利要求1所述的一种PCMA***时延抖动情况下的精确频差快速捕获方法，其特征在于，所述步骤3包括：在精确获得频差的同时，获得抖动后的时延值，辅助时延跟踪。