CN114244670B - 一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及*** - Google Patents

一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及*** Download PDF

Info

Publication number
CN114244670B
CN114244670B CN202111489753.XA CN202111489753A CN114244670B CN 114244670 B CN114244670 B CN 114244670B CN 202111489753 A CN202111489753 A CN 202111489753A CN 114244670 B CN114244670 B CN 114244670B
Authority
CN
China
Prior art keywords
channel estimation
channel
module
result
symbol
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202111489753.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN114244670A (zh
Inventor
丁旭辉
杨凯
李佳宣
卜祥元
周可歆
陈嘉雯
赵得光
李谊升
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Institute of Technology BIT
Original Assignee
Beijing Institute of Technology BIT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Institute of Technology BIT filed Critical Beijing Institute of Technology BIT
Priority to CN202111489753.XA priority Critical patent/CN114244670B/zh
Publication of CN114244670A publication Critical patent/CN114244670A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114244670B publication Critical patent/CN114244670B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0238—Channel estimation using blind estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)

Abstract

本发明公开的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***，属于通信信号处理领域。本发明将译码器输出的硬判决比特信息迭代反馈给信道估计模块，将所述硬判决比特信息作为发送数据的先验信息，代替原有导频符号的功能，进而使本发明具有如下主要优点：无需在发送端***导频符号，进而避免***导频符号造成频谱利用率下降的问题，显著提高OFDM***的吞吐量；在非盲信道估计方法基础上，通过将所述硬判决比特信息作为发送数据的先验信息，代替原有导频符号的功能，实现盲信道估计，使本发明具有和非盲信道估计方法相近的估计复杂度和估计精度，能够达到近似理论极限的误码率性能。本发明在OFDM接收机基础上增加反馈回路，结构简单，易于移植。

Description

一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***
技术领域
本发明涉及一种信道编码辅助的盲信道估计方法及***，属于通信信号处理领域。
背景技术
正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术由于具有高频谱效率和抗多径衰落等突出优势已广泛应用于各种标准，如：802.11，长期演进技术(Long Term Evolution，LTE)，WiMAX等。为了抵消多径衰落的影响，OFDM通信***需要进行信道估计和均衡。传统的信道估计算法主要为基于频域导频辅助的非盲信道估计方法，其包括最小二乘(Least Square，LS)算法、最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)算法、线性最小均方误差(LMMSE)算法和离散傅立叶变换(Discrete FourierTransform，DFT)算法等。上述算法依赖于***到OFDM信号中的导频符号，而导频符号的***会导致OFDM***时频资源的消耗以及传输速率的降低。针对这一不足，可在OFDM***中采用盲信道估计算法，此类方法无需在发送信号中***导频符号，因此可以明显提升OFDM***的频带利用率，其主要分为两大类：统计性方法和确定性方法。前者利用了发送及接收信号的统计特性，如相关函数、相关矩阵等，实现信道估计的功能，其中使用较多的包括子空间方法与基于线性预编码的方法；后者利用了发送调制信号的固有特性，此方法对应的信号处理模块一般放在接收端DFT操作之后，其中使用较多的包括最大似然盲估计方法，基于加性导频的盲估计算法，和基于接收分集的盲估计算法。然而，上述所有盲估计算法均具有较大的计算复杂度，且其信道估计精度不高。
发明内容
针对现有OFDM***信道估计方法存在的下述技术缺陷：(一)传统非盲估计方法中***导频符号造成频谱利用率下降的问题；(二)传统盲估计方法中计算复杂度较高和估计性能较差的不足。本发明的主要目的是提供一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***，将译码器输出的硬判决比特信息迭代反馈给信道估计模块，将所述硬判决比特信息作为发送数据的先验信息，代替原有导频符号的功能，进而使本发明具有如下主要优点：(一)无需在发送端***导频符号，进而避免***导频符号造成频谱利用率下降的问题，显著提高OFDM***的吞吐量；(二)在非盲信道估计方法基础上，通过将所述硬判决比特信息作为发送数据的先验信息，代替原有导频符号的功能，实现盲信道估计，使本发明具有和非盲信道估计方法相近的估计复杂度和估计精度，能够达到近似理论极限的误码率性能。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法，包括如下步骤：
步骤一，发送具有如下帧格式的信号。
所述帧格式为：长度为Nsym个符号的OFDM帧中，第一个符号***导频信息，后续(Nsym-1)个OFDM符号无需***额外的导频符号。
步骤二，接收步骤一发送的信号，提取第一个OFDM符号中的导频符号，进行频域信道估计。
以x(n)表示发送的时域信号，h(n)表示多径信道的抽头，信道抽头数为L，ω(n)表示噪声，y(n)表示接收信号，*表示线性卷积，接收信号如下式所示，
Figure BDA0003398750110000021
去除循环前缀后，接收OFDM符号的有效序列如下式所示，
Figure BDA0003398750110000022
其中
Figure BDA00033987501100000211
表示循环卷积，N为OFDM***的FFT点数。记Nsc为OFDM子载波个数，X(k)为x(n)的DFT变换，H(k)为h(n)的DFT变换，Y(k)为y(n)的DFT变换，W(k)为ω(n)的DFT变换，接收数据的频域表达式如下式所示，
Y(k)＝X(k)·H(k)+W(k),k＝0,...,Nsc-1                       (3)
记X＝[X(0),...,X(Nsc-1)]T，
Figure BDA0003398750110000023
H＝[H(0),...,H(Nsc-1)]T，Y＝[Y(0),...,Y(Nsc-1)]T，W＝[W(0),...,W(Nsc-1)]T，接收数据频域表达式的矩阵表示为，
Figure BDA0003398750110000024
当X(k)已知时通过LS估计算法得出H(k)的估计值。记Xp(k)为导频符号，Xp＝[Xp(0),...,Xp(Nsc-1)]T，
Figure BDA0003398750110000025
H的LS估计值
Figure BDA0003398750110000026
如下式所示，
Figure BDA0003398750110000027
根据上式得，第一个OFDM符号LS信道估计结果
Figure BDA0003398750110000028
中各个元素
Figure BDA0003398750110000029
的表达式为，
Figure BDA00033987501100000210
角标中的(i)表示第i个OFDM符号。
步骤三，使用第一个OFDM符号的信道估计结果，对第二个OFDM符号进行信道均衡，均衡的结果进行后续数字解调和信道译码，得到译码器变量节点输出结果。步骤三的流程不只限于对第二个OFDM符号进行处理，从第二个OFDM符号起，所有OFDM符号进行信道估计时均需要进行相同操作，即从步骤三开始进入本发明所述方法的迭代过程。为了强调一般性，后续记步骤三处理的OFDM符号为第i个OFDM符号，i＝2,3,...。
使用第i-1个OFDM符号的信道估计结果对第i个OFDM符号进行信道均衡，从第二个OFDM符号开始信号中不再***导频符号，信道均衡后的结果
Figure BDA0003398750110000031
表达式为，
Figure BDA0003398750110000032
之后进行后续的数字解调过程，得到各个比特的软信息
Figure BDA0003398750110000033
m＝0,...,M-1，M为
Figure BDA0003398750110000034
数字解调后的比特数，将比特软信息传递给LDPC译码器，进行LDPC信道译码，得到包括校验位在内所有变量节点的译码输出结果
Figure BDA0003398750110000035
m＝0,...,M-1。
步骤四，将步骤三译码器变量节点的输出结果进行硬判决得到比特信息，将所述比特信息重新进行数字调制，得到的调制符号后文称为迭代导频符号(Iterative PilotSymbols，IPS)。由于译码器带来的编码增益，此IPS符号相比步骤三信道均衡的结果准确度显著提高，使用此等效的导频符号辅助盲信道估计。由于信号内部实际并未***导频符号，本发明所述通信***相比于采用非盲信道估计的通信***提高频谱利用率。
对LDPC译码输出结果
Figure BDA0003398750110000036
进行硬判决得到序列b(i)(m),m＝0,...,M-1，此结果为0、1比特形式，将译码的硬判决输出结果重新进行数字调制，其调制方式应与信号原本数字调制方式相同，调制结果看作等效的导频符号IPS，记为
Figure BDA0003398750110000037
i＝2,3,...。
步骤五，把步骤三得到的迭代导频符号IPS视为第i个OFDM符号的先验信息，以IPS为导频符号，基于非盲信道估计算法进行第i个OFDM符号的信道估计，实现以非盲估计算法进行盲信道估计的目的，相比于传统盲信道估计降低实现复杂度且提高估计精度。在估计算法流程上，首先对信号进行基于LS算法的信道估计，再对LS算法的估计结果进行基于DFT变换的去噪处理，得到DFT信道估计算法的估计结果。本步骤中进行基于DFT变换的去噪处理有两个目的，其一是提高信道估计的准确性，提升通信***的误码性能；其二是降低均衡过程中引入的噪声，优化迭代结构的收敛性，保证迭代信道估计结构在较低信噪比下能够收敛。
将IPS反馈给信道估计模块，把IPS视作导频符号，基于LS算法估计出第i个OFDM符号的信道CFR估计值
Figure BDA0003398750110000038
Figure BDA0003398750110000039
将LS信道估计算法得到的CFR结果进行基于DFT变换的去噪算法处理。LS算法的估计结果先进行IDFT变换，得到信道脉冲响应
Figure BDA00033987501100000310
如下式所示，
Figure BDA00033987501100000311
在信道脉冲响应
Figure BDA00033987501100000312
中保留有效抽头信息，将其余部分的噪声置零，得到去噪后的信道脉冲响应
Figure BDA0003398750110000041
如下式所示，
Figure BDA0003398750110000042
再将
Figure BDA0003398750110000043
进行DFT变换，得到第i个OFDM符号基于DFT信道估计算法的CFR估计结果
Figure BDA0003398750110000044
Figure BDA0003398750110000045
步骤六，重复步骤三到步骤五，由于LDPC译码对数据SNR的放大作用以及DFT去噪算法对噪声的抑制作用，每次迭代的信道估计结果CFR将逐渐精确，在接收信噪比足够大的情况下达到和非盲估计方法几乎相同的估计精确度和误码性能。
本发明还公开基于信道编码辅助的盲信道估计***，用于实现所述基于信道编码辅助的盲信道估计方法。所述基于信道编码辅助的盲信道估计***主要由信道估计模块、信道均衡模块、数字解调模块、信道译码模块、硬判决模块和数字调制模块组成。信道估计模块包含LS估计模块和基于DFT变换的去噪模块。信道估计模块涉及步骤二和步骤五，其中基于DFT变换的去噪模块降低信道估计结果的噪声方差，提升信道估计性能，优化迭代结构的收敛效果。信道均衡模块和数字解调模块涉及步骤三，信道均衡模块根据信道估计的结果对接收信号进行补偿，而数字解调模块对补偿后的信号进行星座图解映射得到比特软信息，为信道译码模块提供输入。信道译码模块涉及步骤三，通过信道译码提升通信***的抗噪声性能，并且保证迭代结构的收敛性。硬判决模块和数字调制模块涉及步骤四，硬判决模块将信道译码输出的软信息结果判决为0、1比特，数字调制模块将硬判决输出的结果重新调制为数字调制符号，为信道估计模块提供等效导频符号IPS。
作为优选，在信道编码过程中，使用纠错性能优异的低密度奇偶校验(Low-Density Parity-Check，LDPC)码，增强信道估计及通信***的抗噪声性能。而基于LDPC编码辅助的迭代式盲信道估计方法简称为LDPC-ICE(LDPC-code-aided iterative channelestimation)。
有益效果：
1、本发明公开的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***，使用非盲信道估计相同的信道估计算法，但没有在信号中***导频符号，降低盲信道估计的计算复杂度，提升频谱利用率。将译码器变量节点的输出经过硬判决和调制，得到IPS用于辅助估计模块的计算，这种信道估计算法和基于导频符号辅助的非盲估计方法完全相同。相比于非盲信道估计结构，本发明提出的盲信道估计结构只需要增加硬判决器和调制模块。在硬件实现过程中，硬判决器只涉及对于符号位的判断，调制模块也只需要简单的查找表结构，占用硬件资源极少。因此本发明提出的盲信道估计***可以达到与非盲信道估计***相近的计算复杂度，远低于传统盲信道估计算法。
2、本发明公开的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***，在传统OFDM接收机的基础上增加反馈回路，反馈回路中包括硬判决器和调制模块，结构较为简单，其他信号处理流程相比传统流程未做较大改动，易于移植到已有通信***中。
3、本发明公开的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***，在迭代反馈的回路中引入信道译码模块和基于DFT变换的去噪模块，前者确保迭代结构能够收敛，后者优化迭代结构在较低信噪比的收敛效果。在较高信噪比下，本发明所述迭代式信道估计性能在较高信噪比下都是收敛的。
4、本发明公开的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***，采用基于DFT变换的去噪模块，降低估计结果的噪声方差，提升信道估计性能。
附图说明
图1是本发明所述的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***流程示意图；
图2是本发明所述OFDM通信***接收机信号处理结构框图；
图3是基于DFT变换的去噪模块示意图；
图4是本发明所述基于信道编码辅助的盲信道估计方法与传统非盲信道估计方法的BER性能曲线对比图；
图5是本发明所述基于信道编码辅助的盲信道估计方法与传统非盲信道估计方法的NMSE性能曲线对比图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例子，并且参照附图，对本发明进一步详细说明。
本实施例中***参数如下表所示：
Figure BDA0003398750110000051
本实施例所提出的盲估计方法整体流程图如图1所示，接收机***框图如图2所示，
本实施例公开的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法方法，具体实现步骤如下：
步骤一，发送具有如下帧格式的信号。
所述帧格式为：长度为120个符号的OFDM帧中，第一个符号***导频信息，后续119个OFDM符号无需***额外的导频符号。
步骤二，接收步骤一发送的信号，提取第一个OFDM符号中的导频符号，进行频域信道估计。
以x(n)表示发送的时域信号，h(n)表示多径信道的抽头，信道抽头数为10，ω(n)表示噪声，y(n)表示接收信号，*表示线性卷积，接收信号如下式所示，
Figure BDA0003398750110000061
去除循环前缀后，接收OFDM符号的有效序列如下式表示，
Figure BDA0003398750110000062
其中
Figure BDA0003398750110000063
表示循环卷积，OFDM***的FFT点数为1024。实施例中OFDM子载波个数为960，X(k)为x(n)的DFT变换，H(k)为h(n)的DFT变换，Y(k)为y(n)的DFT变换，W(k)为ω(n)的DFT变换，接收数据的频域表达式如下式所示，
Y(k)＝X(k)·H(k)+W(k),k＝0,...,959                       (14)
记X＝[X(0),...,X(959)]T，
Figure BDA0003398750110000064
H＝[H(0),...,H(959)]T，Y＝[Y(0),...,Y(959)]T，W＝[W(0),...,W(959)]T，接收数据频域表达式的矩阵表示为，
Figure BDA0003398750110000065
当X(k)已知时通过LS估计算法得出H(k)的估计值。记Xp(k)为导频符号，Xp＝[Xp(0),...,Xp(959)]T，
Figure BDA0003398750110000066
H的LS估计值
Figure BDA0003398750110000067
如下式所示，
Figure BDA0003398750110000068
根据上式得，第一个OFDM符号LS信道估计结果
Figure BDA0003398750110000069
中各个元素
Figure BDA00033987501100000610
的表达式为，
Figure BDA00033987501100000611
角标中的(i)表示第i个OFDM符号。
步骤三，使用第一个OFDM符号的信道估计结果，对第二个OFDM符号进行信道均衡，均衡的结果进行后续数字解调和信道译码，得到译码器变量节点输出结果。步骤三的流程不只限于对第二个OFDM符号进行处理，从第二个OFDM符号起，所有OFDM符号进行信道估计时均需要进行相同操作，即从步骤三开始进入本发明所述方法的迭代过程。为了强调一般性，后续记步骤三处理的OFDM符号为第i个OFDM符号，i＝2,3,...120。
使用第i-1个OFDM符号的信道估计结果对第i个OFDM符号进行信道均衡，从第二个OFDM符号开始信号中不再***导频符号，信道均衡后的结果
Figure BDA0003398750110000071
表达式为，
Figure BDA0003398750110000072
之后进行后续的数字解调过程，得到各个比特的软信息
Figure BDA0003398750110000073
m＝0,...,1919，
Figure BDA0003398750110000074
数字解调后的比特数为1920，将比特软信息传递给LDPC译码器，进行LDPC信道译码，得到包括校验位在内所有变量节点的译码输出结果
Figure BDA0003398750110000075
m＝0,...,1919。
步骤四，将步骤三译码器变量节点的输出结果进行硬判决得到比特信息，将所述比特信息重新进行数字调制，得到的调制符号后文称为迭代导频符号(Iterative PilotSymbols，IPS)。由于译码器带来的编码增益，此IPS符号相比步骤三信道均衡的结果准确度显著提高，使用此等效的导频符号辅助盲信道估计。由于信号内部实际并未***导频符号，本发明所述通信***相比于采用非盲信道估计的通信***提高了频谱利用率。
对LDPC译码输出结果
Figure BDA0003398750110000076
进行硬判决得到序列b(i)(m),m＝0,...,1919，此结果为0、1比特形式，将译码的硬判决输出结果重新进行数字调制，其调制方式应与信号原本数字调制方式相同，调制结果看作等效的导频符号IPS，记为
Figure BDA0003398750110000077
i＝2,3,...120。
步骤五，把步骤三得到的迭代导频符号IPS视为第i个OFDM符号的先验信息，以IPS为导频符号，基于非盲信道估计算法进行第i个OFDM符号的信道估计，实现以非盲估计算法进行盲信道估计的目的，相比于传统盲信道估计降低了实现复杂度且提高了估计精度。在估计算法流程上，首先对信号进行基于LS算法的信道估计，再对LS算法的估计结果进行基于DFT变换的去噪处理，得到DFT信道估计算法的估计结果，基于DFT变换的去噪模块示意图如图3所示。本步骤中进行基于DFT变换的去噪处理有两个目的，其一是提高信道估计的准确性，提升通信***的误码性能；其二是降低均衡过程中引入的噪声，优化迭代结构的收敛性，保证迭代信道估计结构在较低信噪比下能够收敛，如图4图5所示。
将IPS反馈给信道估计模块，把IPS视作导频符号，基于LS算法估计出第i个OFDM符号的信道CFR估计值
Figure BDA0003398750110000078
Figure BDA0003398750110000079
将LS信道估计算法得到的CFR结果进行基于DFT变换的去噪算法处理。LS算法的估计结果先进行IDFT变换，得到信道脉冲响应
Figure BDA00033987501100000710
如下式所示，
Figure BDA00033987501100000711
在信道脉冲响应
Figure BDA0003398750110000081
中保留有效抽头信息，将其余部分的噪声置零，得到去噪后的信道脉冲响应
Figure BDA0003398750110000082
如下式所示，
Figure BDA0003398750110000083
再将
Figure BDA0003398750110000084
进行DFT变换，得到第i个OFDM符号基于DFT信道估计算法的CFR估计结果
Figure BDA0003398750110000085
Figure BDA0003398750110000086
步骤六，重复步骤三到步骤五，由于LDPC译码对数据SNR的放大作用以及DFT去噪算法对噪声的抑制作用，每次迭代的信道估计结果CFR将逐渐精确，在接收信噪比足够大的情况下达到和非盲估计方法几乎相同的估计精确度和误码性能。
综上六个步骤，如图2所示，本实施例还公开基于信道编码辅助的盲信道估计***，用于实现所述基于信道编码辅助的盲信道估计方法。所述基于信道编码辅助的盲信道估计***主要由信道估计模块、信道均衡模块、数字解调模块、信道译码模块、硬判决模块和数字调制模块组成。信道估计模块包含LS估计模块和基于DFT变换的去噪模块。信道估计模块涉及步骤二和步骤五，其中基于DFT变换的去噪模块降低信道估计结果的噪声方差，提升信道估计性能，优化迭代结构的收敛效果。信道均衡模块和数字解调模块涉及步骤三，信道均衡模块根据信道估计的结果对接收信号进行补偿，而数字解调模块对补偿后的信号进行星座图解映射得到比特软信息，为信道译码模块提供输入。信道译码模块涉及步骤三，通过信道译码提升通信***的抗噪声性能，并且保证迭代结构的收敛性。硬判决模块和数字调制模块涉及步骤四，硬判决模块将信道译码输出的软信息结果判决为0、1比特，数字调制模块将硬判决输出的结果重新调制为数字调制符号，为信道估计模块提供等效导频符号IPS。
即图2虚线箭头涉及的迭代流程。随着迭代次数的增加，盲信道估计结果
Figure BDA0003398750110000087
的精确度逐渐向非盲信道估计的性能收敛，使用归一化均方误差(NMSE)作为精确度的衡量标准，如图5所示；使用盲信道估计结果
Figure BDA0003398750110000088
进行信道均衡的误码率性能也逐渐向非盲信道均衡的性能收敛，如图4所示；并且此迭代式盲信道估计方法的收敛速度很快，使用第二次迭代的信道估计结果进行均衡的误码率性能曲线已经几乎与非盲信道均衡的误码率性能曲线相重合，如图4所示。从图4和图5中LDPC-ICE-LS的性能曲线可以看出，使用LS算法进行迭代在Eb/N0>10dB时，误码性能和估计准确度性能也能收敛到和非盲LS信道估计方法相同的性能，但一方面，其性能与使用基于DFT变换的去噪处理的迭代式盲信道估计方法有很大的差距；另一方面，在Eb/N0<10dB时，其误码性能和估计准确度性能是随着迭代次数增加而发散的，无法收敛。这说明在迭代过程中加入基于DFT变换的去噪处理的必要性，提升估计方法的性能，并且优化迭代收敛的效果。
(图中LDPC-ICE-LS表示基于LS算法的LDPC-ICE方法，LDPC-ICE-DFT表示基于DFT算法的LDPC-ICE方法，Pilot-assisted LS表示导频辅助的LS信道估计方法)。
以上所述的基于信道编码辅助的盲信道估计方法的搭建为本位发明的实施例，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或者修改，均落入本发明保护范围。

Claims (4)

1.一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一，发送具有如下帧格式的信号；
所述帧格式为：长度为Nsym个符号的OFDM帧中，第一个符号***导频信息，后续(Nsym-1)个OFDM符号无需***额外的导频符号；
步骤二，接收步骤一发送的信号，提取第一个OFDM符号中的导频符号，进行频域信道估计；
步骤三，使用第一个OFDM符号的信道估计结果，对第二个OFDM符号进行信道均衡，均衡的结果进行后续数字解调和信道译码，得到译码器变量节点输出结果；步骤三的流程不只限于对第二个OFDM符号进行处理，从第二个OFDM符号起，所有OFDM符号进行信道估计时均需要进行相同操作，即从步骤三开始迭代；
步骤三实现方法为，
使用第i-1个OFDM符号的信道估计结果对第i个OFDM符号进行信道均衡，从第二个OFDM符号开始信号中不再***导频符号，信道均衡后的结果
Figure FDA0004070777840000011
表达式为，
Figure FDA0004070777840000012
之后进行后续的数字解调过程，得到各个比特的软信息
Figure FDA0004070777840000013
M为
Figure FDA0004070777840000014
数字解调后的比特数，将比特软信息传递给LDPC译码器，进行LDPC信道译码，得到包括校验位在内所有变量节点的译码输出结果
Figure FDA0004070777840000015
步骤四，将步骤三译码器变量节点的输出结果进行硬判决得到比特信息，将所述比特信息重新进行数字调制，得到的调制符号为迭代导频符号(Iterative Pilot Symbols，IPS)；由于译码器带来的编码增益，此IPS符号相比步骤三信道均衡的结果准确度显著提高，使用此等效的导频符号辅助盲信道估计，提高频谱利用率；
步骤四中，对LDPC译码输出结果
Figure FDA0004070777840000016
进行硬判决得到序列b(i)(m),m＝0,…,M-1，此结果为0、1比特形式，将译码的硬判决输出结果重新进行数字调制，其调制方式应与信号原本数字调制方式相同，调制结果为等效的导频符号IPS，记为
Figure FDA0004070777840000017
步骤五，把步骤三得到的迭代导频符号IPS为第i个OFDM符号的先验信息，以IPS为导频符号，基于非盲信道估计算法进行第i个OFDM符号的信道估计，实现以非盲信道估计算法进行盲信道估计的目的，相比于传统盲信道估计降低实现复杂度且提高估计精度；在信道估计算法流程上，首先对信号进行基于LS信道估计算法的信道估计，再对LS信道估计算法的估计结果进行基于DFT变换的去噪处理，得到DFT信道估计算法的估计结果；本步骤中进行基于DFT变换的去噪处理有两个目的，其一是提高信道估计的准确性，提升通信***的误码性能；其二是降低均衡过程中引入的噪声，优化迭代结构的收敛性；
步骤五中，
将IPS反馈给信道估计模块，把IPS为导频符号，基于LS信道估计算法估计出第i个OFDM符号的信道估计结果
Figure FDA0004070777840000021
Figure FDA0004070777840000022
将LS信道估计算法得到的信道估计结果进行基于DFT变换的DFT去噪算法处理；LS信道估计算法的估计结果先进行IDFT变换，得到信道脉冲响应
Figure FDA0004070777840000023
如下式所示，
Figure FDA0004070777840000024
在信道脉冲响应
Figure FDA0004070777840000025
中保留有效抽头信息，将其余部分的噪声置零，得到去噪后的信道脉冲响应
Figure FDA0004070777840000026
如下式所示，
Figure FDA0004070777840000027
再将
Figure FDA0004070777840000028
进行DFT变换，得到第i个OFDM符号基于DFT信道估计算法的信道估计结果
Figure FDA0004070777840000029
Figure FDA00040707778400000210
步骤六，重复步骤三到步骤五，由于LDPC译码对数据SNR的放大作用以及DFT去噪算法对噪声的抑制作用，每次迭代的信道估计结果将逐渐精确，在接收信噪比足够大的情况下达到和非盲信道估计算法相同的估计精确度和误码性能。
2.如权利要求1所述的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法，其特征在于：步骤二实现方法为，
以x(n)表示发送的时域信号，h(n)表示多径信道的抽头，信道抽头数为L，ω(n)表示噪声，y(n)表示接收信号，*表示线性卷积，接收信号如下式所示，
Figure FDA00040707778400000211
去除循环前缀后，接收OFDM符号的有效序列如下式所示，
Figure FDA00040707778400000212
其中
Figure FDA00040707778400000213
表示循环卷积，N为OFDM***的FFT点数；记Nsc为OFDM子载波个数，X(k)为x(n)的DFT变换，H(k)为h(n)的DFT变换，Y(k)为y(n)的DFT变换，W(k)为ω(n)的DFT变换，接收数据的频域表达式如下式所示，
Y(k)＝X(k)·H(k)+W(k),k＝0,…,Nsc-1 (3)
记
Figure FDA0004070777840000039
Figure FDA00040707778400000310
接收数据频域表达式的矩阵表示为，
Figure FDA0004070777840000032
当X(k)已知时通过LS信道估计算法得出H(k)的估计值；记Xp(k)为导频符号，
Figure FDA00040707778400000311
H的LS信道估计结果
Figure FDA0004070777840000034
如下式所示，
Figure FDA0004070777840000035
根据上式得，第一个OFDM符号LS信道估计结果
Figure FDA0004070777840000036
中各个元素
Figure FDA0004070777840000037
的表达式为，
Figure FDA0004070777840000038
角标中的(i)表示第i个OFDM符号。
3.基于信道编码辅助的盲信道估计***，用于实现如权利要求1或2所述的一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法，其特征在于：主要由信道估计模块、信道均衡模块、数字解调模块、信道译码模块、硬判决模块和数字调制模块组成；信道估计模块包含LS估计模块和基于DFT变换的去噪模块；信道估计模块涉及步骤二和步骤五，其中基于DFT变换的去噪模块降低信道估计结果的噪声方差，提升信道估计性能，优化迭代结构的收敛效果；信道均衡模块和数字解调模块涉及步骤三，信道均衡模块根据信道估计的结果对接收信号进行补偿，而数字解调模块对补偿后的信号进行星座图解映射得到比特软信息，为信道译码模块提供输入；信道译码模块涉及步骤三，通过信道译码提升通信***的抗噪声性能，并且保证迭代结构的收敛性；硬判决模块和数字调制模块涉及步骤四，硬判决模块将信道译码输出的软信息结果判决为0、1比特，数字调制模块将硬判决输出的结果重新调制为数字调制符号，为信道估计模块提供等效导频符号IPS。
4.如权利要求3所述的基于信道编码辅助的盲信道估计***，其特征在于：在信道编码过程中，使用纠错性能优异的低密度奇偶校验(Low-Density Parity-Check，LDPC)码，增强信道估计及通信***的抗噪声性能；而基于LDPC编码辅助的迭代式盲信道估计方法简称为LDPC-ICE(LDPC-code-aided iterative channel estimation)。
CN202111489753.XA 2021-12-08 2021-12-08 一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及*** Active CN114244670B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111489753.XA CN114244670B (zh) 2021-12-08 2021-12-08 一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111489753.XA CN114244670B (zh) 2021-12-08 2021-12-08 一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114244670A CN114244670A (zh) 2022-03-25
CN114244670B true CN114244670B (zh) 2023-04-18

Family

ID=80753844

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111489753.XA Active CN114244670B (zh) 2021-12-08 2021-12-08 一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114244670B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114389921B (zh) * 2022-01-25 2023-12-26 山东大学 一种基于梳状导频辅助的信道估计方法及***

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107666451A (zh) * 2017-09-15 2018-02-06 电子科技大学 用于lte***的信道估计方法
CN108156101A (zh) * 2017-12-18 2018-06-12 中国人民解放军空军工程大学 一种mimo-scfde***联合迭代信道估计与迭代均衡方法
CN108712353A (zh) * 2018-03-29 2018-10-26 江苏中科羿链通信技术有限公司 软迭代信道估计方法
CN113395221A (zh) * 2021-04-25 2021-09-14 北京邮电大学 一种基于正交时频空联合信道估计与符号检测方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100531161C (zh) * 2005-11-07 2009-08-19 中国人民解放军理工大学 一种基于叠加导频的联合半盲信道估计和数据检测方法及其装置
EP2071785B1 (en) * 2007-12-14 2021-05-05 Vodafone Holding GmbH Blind channel estimation
GB2469786B (en) * 2008-02-25 2013-02-13 Indian Inst Of Technology Of West Bengal Optimal training sequence and channel estimation method and system for superimposed training based OFDM systems
CN102571666B (zh) * 2011-08-12 2015-02-25 哈尔滨工程大学 基于mmse的水声ofdm判决迭代信道均衡方法
CN104767587B (zh) * 2015-03-10 2018-04-27 重庆邮电大学 基于ofdm***下联合信道编译码的压缩感知信道估计方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107666451A (zh) * 2017-09-15 2018-02-06 电子科技大学 用于lte***的信道估计方法
CN108156101A (zh) * 2017-12-18 2018-06-12 中国人民解放军空军工程大学 一种mimo-scfde***联合迭代信道估计与迭代均衡方法
CN108712353A (zh) * 2018-03-29 2018-10-26 江苏中科羿链通信技术有限公司 软迭代信道估计方法
CN113395221A (zh) * 2021-04-25 2021-09-14 北京邮电大学 一种基于正交时频空联合信道估计与符号检测方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Xuhui Ding.Digital-Analog Hybrid Equalization of Broadband Signals Based on Equivalent Time Sampling.《2020 International Wireless Communications and Mobile Computing (IWCMC)》.2020,全文. *
白大斌 ; 陈建春 ; .基于编码反馈的OFDM信道估计方法.电子科技.2010,(10),全文. *

Also Published As

Publication number Publication date
CN114244670A (zh) 2022-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9049063B2 (en) Method and system for communication in a wireless network
US6885708B2 (en) Training prefix modulation method and receiver
JP4272665B2 (ja) Ｏｆｄｍ伝送システムのチャネルを推定する装置、方法、及びコンピュータプログラム
CN108712353B (zh) 软迭代信道估计方法
CN113381951B (zh) 时变频选衰落信道下mftn联合信道估计与均衡方法
EP2420033B1 (en) Method and receiver for jointly decoding received communication signals using maximum likelihood detection
CN101132388A (zh) 利用信道状态信息辅助接收编码信号的接收方法及装置
WO2011111583A1 (ja) 受信装置、受信方法、受信プログラム、及びプロセッサ
CN110677359A (zh) 正交时频空***的信号接收方法、接收装置及存储介质
CN114389754B (zh) 基于FBNLMS算法的频域自适应Turbo均衡方法
CN114244670B (zh) 一种基于信道编码辅助的盲信道估计方法及***
CN114401172B (zh) 一种基于Turbo均衡框架和VAMP的联合估计与检测方法
CN110324271B (zh) 一种基于压缩感知的限幅的f-ofdm***收发机设计方法
Dinis et al. Joint frequency-domain equalization and channel estimation using superimposed pilots
CN109639301B (zh) 一种基于置信度估计的ftn均衡方法
CN104135455B (zh) 一种通信***迭代接收方法
CN113381954B (zh) 一种基于广义近似消息传递的频域均衡方法
Dinis et al. Joint detection and channel estimation for block transmission schemes
CN112039809B (zh) 基于混合软信息的块迭代均衡器及双向块迭代均衡器
JP2019501582A (ja) 高次ｑａｍ信号を復調するための方法およびシステム
Ogundile et al. Improved reliability information for OFDM systems on time-varying frequency-selective fading channels
CN114978843B (zh) 一种基于译码辅助的ofdm***时变信道追踪方法
CN116961736B (zh) 一种面向功率受限的低轨卫星终端的上行链路通信方法
Gomes et al. Iterative FDE design for LDPC-coded magnitude modulation schemes
Khan et al. Data aided channel estimation for OFDM wireless systems using reliable carriers

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant