CN114243665B - 基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路 - Google Patents

基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，所述电流浪涌抑制电路包括储能电容、前馈加速电路和电流检测型阻抗控制反馈电路。本发明通过限流阻抗与充电电容串联解耦负载电流，减小限流阻抗电路热耗；通过电流检测实现负反馈调节，限制浪涌电流；引入前馈支路，不仅能抑制上电瞬中开关管的异常驱动电压，提升电路可靠性，还能抑制启动后电压二次跳变时产生的浪涌电流；线性MOS管与开关MOS管的联合使用可减小启动完成时的冲击电流，该电路仅使用分立模拟器件即可实现，电路简单。

Description

基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路
技术领域
本发明属于电流浪涌抑制技术领域，尤其涉及基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路。
背景技术
电容作为电路中的储能元件，可减小负载变化对电源***的影响，提高***的稳定性；但是电容在上电时，电源直接对电容充电，由于电容阻抗由小变大，会导致电源出现大的浪涌电流，例如与电源直接并联的电容，Boost变换器的输出电容等场合。大的浪涌电流会导致电源控制开关出现电流冲击，降低上电开关的可靠性和寿命，固态开关中的大浪涌电流可能导致芯片过流过热损坏，电磁继电器开关则会导致其触点损伤。
电容上电瞬间的电容充电等效电路图如图1所示，上电瞬间电容等效阻抗很小，而且充电回路中的mΩ级等效电阻和nH级等效电感等效阻抗也很小，因此会导致电容充电电流很大；为减小电容上电浪涌电流，需提高电容充电回路上的阻抗，从而限制充电电流。为提高充电回路阻抗，可以按图2所示的输入阻抗提升方法，在输入回路中串联限流电阻，或者按图3所示的电容支路阻抗提升方法，在电容支路上串联限流电阻，从而提升充电回路阻抗，减小浪涌电流。图2和图3方案相比，图3方案限流电阻上的电流无需叠加负载电流，限流电阻功耗小。
串联的限流电阻在电容充满后会产生大量热量，降低电源效率，同时为满足限流电阻安全，则电阻需要采用大封装电阻以保证电阻正常工作。为提升效率，电容充满后需要将限流电阻减小，从而减小限流电阻热耗。为实现上述基本设计要求，使用负热敏电阻是一种常用方法，但是该方法在重复启动时，热敏电阻温度高时，限流电阻阻值小，浪涌电流抑制效果差。为减小限流电阻阻值，也可使用开关短路限流电阻的方法，充电过程中开关断开，限流电阻限流，充电完成后开关闭合，短接限流电阻，减小回路电阻，但是开关闭合时，限流电阻上的压降突变，会导致浪涌电流产生，且限流电阻功耗与充放电时间反相关，充放电时间短时电阻功耗大。此外限流电阻还可以利用MOS管的线性区实现，充电开始时MOS管的电阻缓变变小，从而限制浪涌电流，但是该方法需实现驱动电压变化曲线与功率回路充放电时序匹配，否则会导致MOS管损坏。
发明内容
本发明的目的在于，为克服现有技术缺陷，提供了基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，通过限流阻抗与充电电容串联解耦负载电流，减小限流阻抗电路热耗；通过电流检测实现负反馈调节，限制浪涌电流；引入前馈支路，不仅能抑制上电瞬间开关管的异常驱动电压，提升电路可靠性，还能抑制启动后电压二次跳变时产生的浪涌电流；线性MOS管与开关MOS管的联合使用可减小启动完成时的冲击电流；该电路仅使用分立模拟器件即可实现，电路简单。
本发明目的通过下述技术方案来实现：
一种基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，所述电流浪涌抑制电路包括储能电容、前馈加速电路和电流检测型阻抗控制反馈电路；
所述前馈加速电路包括电容C1、二极管D1和电阻R1，电容C1第一端与储能电容的正极连接，电容C1第二端分别连接二极管D1的阴极和电阻R1第一端，电阻R1第二端连接电流检测型阻抗控制反馈电路的电容C4，二极管D1的阳极和R10的第一端连接；
电容C4与电阻R9并联，电阻R9第一端与三极管Q3的发射极连接，电阻R9第二端与三极管Q3的基极连接，电阻R8第一端与三极管Q3的基极连接，电阻R8第二端与二极管D6的阴极连接，三极管Q3的发射极与瞬态抑制器D3阳极连接；
瞬态抑制器D3的阳极还与电阻R7第一端、电阻R4第一端、电容C3第一端和MOS管Q2的源极连接，瞬态抑制器D3的阴极与电阻R6第一端、电阻R3第一端、和电阻R2第一端连接,电阻R2第二端和储能电容的正极连接；
MOS管Q2的漏极与电阻R10第二端连接，MOS管Q2的栅极与稳压管D4的阳极、电阻R7第二端、电容C3的第二端和三极管Q3的集电极连接，稳压管D4的阴极与电阻R6的第二端连接，MOS管Q2的源极与瞬态抑制器D5的阳极、电阻R7第一端、瞬态抑制器D5的阳极、电容C3的第一端和电阻R4的第一端连接；
MOS管Q1的源极与瞬态抑制器D2的阳极、电容C2的第一端、电阻R5的第一端和电阻R10第二端连接，MOS管Q1的漏极和储能电容负极连接，MOS管Q1的栅极和瞬态抑制器D2的阴极、电容C2的第二端、电阻R5的第二端、电阻R4的第二端和电阻R3的第二端连接。
进一步的，所述电流检测型阻抗控制反馈电路还包括瞬态抑制器D5,瞬态抑制器D5阳极与MOS管Q2源极连接，瞬态抑制器D5阴极与MOS管Q2栅极连接。
进一步的，所述电流检测型阻抗控制反馈电路还包括二极管D6，所述二极管D6阴极与电阻R8第二端连接，二极管D6阳极与电阻R10第二端和MOS管Q2漏极连接。
进一步的，所述电阻R9阻值远大于电阻R8。
进一步的，所述电阻R6与电容C3的时间常数远大于电阻R3与电容C2的时间常数。
进一步的，所述电阻R3与电容C2的时间常数远大于电阻R1与电容C1的时间常数。
进一步的，所述瞬态抑制器D3的电压值高于MOS管Q1和MOS管Q2饱和导通驱动电压。
进一步的，所述MOS管Q1、电容C1和二极管D1的耐压为电源电压。
本发明的有益效果在于：
(1)本发明通过限流阻抗与充电电容串联解耦负载电流，减小限流阻抗电路热耗。
(2)本发明通过电流检测实现负反馈调节，限制浪涌电流。
(2)本发明引入前馈支路，不仅能抑制上电瞬间开关管的异常驱动电压，提升电路可靠性，还能抑制启动后电压二次跳变时产生的浪涌电流。
(3)本发明线性MOS管与开关MOS管的联合使用可减小启动完成时的冲击电流。
附图说明
图1是电容上电瞬间的电容充电等效电路图；
图2是输入阻抗提升方法电路图；
图3是电容支路阻抗提升方法电路图；
图4是本发明实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路的电路原理框图；
图5是本发明实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路的电路图；
图6是本发明实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路测试波形图，其中，图6(a)是电压突变时，储能电容变化波形图，图6(b)是电压突变时，电源电流变化波形图；
图7是本发明实施例提供的无前馈加速电路的电流浪涌抑制电路的电路图；
图8是本发明实施例提供的无前馈加速电路的电流浪涌抑制电路的测试波形图，其中，图8(a)是无前馈加速电路在电压突变时，储能电容变化波形图，图8(b)是无前馈加速电路在电压突变时，电源电流变化波形图；
图9是本发明实施例提供的有前馈加速电路的电流浪涌抑制电路与无前馈加速电路的电流浪涌抑制电路的波形对比图，其中，图9(a)是无前馈电路的电流浪涌抑制电路波形图，图9(b)是有前馈加速电路的电流浪涌抑制电路波形图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
针对现有充放电电路不足，本发明提出基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路的下述实施例，实现可靠快速充电。
参照图4，如图4所示是本实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路的电路原理框图，该电路由前馈加速支路和电流检测型阻抗控制反馈电路两大部分组成；前馈加速电路在电压突变时加速响应突变使得电流检测型阻抗控制反馈电路的阻抗快速变大；电流检测型阻抗控制反馈电路则包含驱动电路、电流检测、负馈电路和受控阻抗电路组成，驱动电路控制MOS管的阻抗实现充电阻抗变化，电流检测则检测驱动电流完成反馈输入，反馈电路则根据电流检测输入实现驱动电路的负反馈控制，受控阻抗电路根据驱动电压执行阻抗变化。
参照图5，如图5所示是本实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路的电路图。
作为一种实施方式，根据图4与图5原理图与电路工作原理得到以下本实施实例设计参数：
储能电容Cin为300uF，电源电压为180～350V，额定270V。
R1＝75kΩ，R2＝400kΩ，R3＝27kΩ，R4＝30kΩ，R5＝300kΩ,R6＝62kΩ，R7＝100kΩ，R8＝1kΩ，R9＝100kΩ，R10＝110Ω。
C1＝220nF，C2＝100nF，C3＝100nF，C3＝10nF。
二极管D1耐压400V、瞬态抑制器D2、D5击穿电压为12V，瞬态抑制器D3击穿电压为33V，稳压管D4击穿电压为4.3V，二极管D5为信号二极管，MOS管Q1耐压400V，MOS管Q2耐压60V，三极管Q2为信号三极管。
前馈加速电路由电容C1、电阻R1和二极管D1组成；电压突增时，变化电压对C1和R1充电，变化瞬间压降主要在加在R1上，三极管Q3的基极电平升高，Q3导通后将的驱动电压Q3变为0，电容充电电流流过限流电阻R10，阻抗增加后从限制浪涌电流，C1充电至输入电压后，R1电压变为0，Q3的基极电平降低后关闭，从而恢复Q3驱动电压短路R10，减小充电回路电阻以减小电路损耗，实现前馈加速电路前馈输入电压突增的加速功能；D1为C1提供快速放电支路，实现快速复位。电流检测型阻抗控制反馈电路由电阻R2～R10，电容C2～C4，稳压管D4，瞬态抑制器D2、D3和D5，二极管D6，MOS管Q1～Q2和三极管Q3组成；R2和D3为Q1和Q1的驱动提供电压；R3～R5、C2和D2为Q1的驱动电路，R3和R4提供分压阻抗获取驱动电压源，C2提供驱动储能和抑制上电瞬间Q1米勒效应电流对驱动的影响，R5为C2和Q1的寄生电容Cgs提供放电支路，D2嵌位驱动电压防止MOS管损坏，R3和C2组成的延时网络保证电路时序要求；R6～R7、C3和D4～D5为Q2的驱动电路，R6和R7提供分压阻抗获取驱动电压源，C3提供驱动储能和抑制上电瞬间Q2米勒效应电流对驱动的影响，R7为C3和Q2的寄生电容Cgs提供放电支路，D5嵌位驱动电压防止MOS管损坏，R6和C3组成的延时网络保证电路时序要求，D4使得的Q2驱动电压上升起始点晚于Q1驱动电压上升起始点；电流检测由电阻R10实现；负反馈电路由电阻R8～R9、电容C4、二极管D6、三极管Q3组成，浪涌电流增大时R10电压上升时，Q3的基极电压升高，Q3导通后使得Q2驱动电压下降，充电回路阻抗增加限制浪涌电流，二极管D6防止电容放电时R10上的负电压损坏三极管，为保证反馈响应速度，R9需远大于R8，C4在满足抗干扰条件下容值尽可能小，此外R10上的电压上升会减小Q1驱动电压增加电路阻抗；受控阻抗电路由MOS管Q1～Q2和R10组成，启动时首先Q1工作于线性区，R10和Q1的电阻限制浪涌电流，充电完成后Q2工作于开关区，Q2短路R10减小电阻损耗。
为保证Q1线性导通后再Q2导通，R6与C3的时间常数远大于R3与C2的时间常数；为保证前馈支路实现电压突变下的加速作用，R3与C2的时间常数远大于R1与C1的时间常数；为保证启动后Q1与Q2饱和导通，需要R2～R4和R6～R7组成的分压网络中，使得D3的电压高于Q1和Q2饱和导通驱动电压，从而满足二次分压得到的Q1和Q2驱动电压使得MOS管饱和导通；电路中Q1耐压与电源电压相同，C1和D1耐压也为电源电压，Q2耐压与限流电阻相关，耐压可远低于电源电压。
参照图6，如图6所示是本实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路测试波形图，图6(a)是电压突变时，储能电容变化波形图，图6(b)是电压突变时，电源电流变化波形图。当输入电压突变时，储能电容电压由0缓慢上升实现电容充电缓启动；MOS管Q1的驱动电压先上升至米勒平台，米勒平台持续时间与电容充电时间一致，米勒平台Q1缓慢导通，电阻缓慢减小，工作于线性区，当电容充满后，驱动电压上升，Q1工作于开关区，以减小导通损耗；Q1完全导通后，Q2导通短路限流电阻R10，工作于开关区，以减小导通损耗；浪涌电流约20mA，电容上电充电浪涌电流极小。
在本实施例中，为了对比前馈加速电路优点，如图7所示，是本实施例提供的无前馈加速电路的电流浪涌抑制电路的电路图。该电路结构相较于本实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，电阻R1、电容C1、和二极管D1被去除，其余电路参数相同。
参照图8，如图8所示是本实施例提供的无前馈加速电路的电流浪涌抑制电路的测试波形图，其中，图8(a)是无前馈加速电路在电压突变时，储能电容变化波形图，图8(b)是无前馈加速电路在电压突变时，电源电流变化波形图。在电源电压突变时，Q2的驱动电源存在异常波形，该驱动尖峰可能导致MOS管误开通，降低电路可靠性。
参照图9，如图9所示是本实施例提供的有前馈加速电路的电流浪涌抑制电路与无前馈加速电路的电流浪涌抑制电路的波形对比图，其中，图9(a)是无前馈电路的电流浪涌抑制电路波形图，图9(b)是有前馈加速电路的电流浪涌抑制电路波形图。无前馈电路时，电压由180V跳变至350V后，电源电流出现2.6A，持续时间20ms的浪涌电流；引入前馈电流后，电源电流仅出现可忽略不计的us级浪涌电流，在180V突变为350V时，前馈电路将Q1驱动电压降至0，关闭Q1，Q1驱动电压降至米勒平台处，使得Q1工作于线性区，从而增加电容充电阻抗，抑制浪涌电流，充电完成后，Q1和Q2驱动电压上升，完成浪涌电流抑制。
根据上述对比可知，本实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路可以抑制电容充电时的浪涌电流，浪涌电流低至20mA；前馈加速电路可以抑制上电瞬间开关管Q2的异常驱动尖峰，防止误开通，电路可靠性高；此外前馈加速电路还能在启动后，电容电压突增情况下，实现正反馈抑制浪涌电流，保证电源适应性试验中180V跳变至350V工况下的浪涌电流抑制。
本实施例提供的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路使用模拟器件实现，电路简单，易于实现；电流检测实现负反馈调节，限制浪涌电流；前馈支路不仅能抑制上电瞬中开关管的异常驱动电压，提升电路可靠性，还能抑制启动后电压二次跳变时产生的浪涌电流；相较于仅使用开关短路限流电阻的方法，线性MOS管与开关MOS管的联合使用可减小启动完成时的冲击电流；限流阻抗电路与电容串联，限流阻抗电路与负载电流结构，限流阻抗电路热耗小。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，其特征在于，所述电流浪涌抑制电路包括储能电容、前馈加速电路和电流检测型阻抗控制反馈电路；
所述前馈加速电路包括电容C1、二极管D1和电阻R1，电容C1第一端与储能电容的正极连接，电容C1第二端分别连接二极管D1的阴极和电阻R1第一端，电阻R1第二端连接电流检测型阻抗控制反馈电路的电容C4，二极管D1的阳极和R10的第一端连接；
电容C4与电阻R9并联，电阻R9第一端与三极管Q3的发射极连接，电阻R9第二端与三极管Q3的基极连接，电阻R8第一端与三极管Q3的基极连接，电阻R8第二端与二极管D6的阴极连接，三极管Q3的发射极与瞬态抑制器D3阳极连接,二极管D6阳极与电阻R10第二端和MOS管Q2漏极连接；
瞬态抑制器D3的阳极还与电阻R7第一端、电阻R4第一端、电容C3第一端和MOS管Q2的源极连接，瞬态抑制器D3的阴极与电阻R6第一端、电阻R3第一端、和电阻R2第一端连接,电阻R2第二端和储能电容的正极连接；
MOS管Q2的漏极与电阻R10第二端连接，MOS管Q2的栅极与稳压管D4的阳极、电阻R7第二端、电容C3的第二端和三极管Q3的集电极连接，稳压管D4的阴极与电阻R6的第二端连接，MOS管Q2的源极与瞬态抑制器D5的阳极、电阻R7第一端、电容C3的第一端和电阻R4的第一端连接,瞬态抑制器D5阴极与MOS管Q2栅极连接；
MOS管Q1的源极与瞬态抑制器D2的阳极、电容C2的第一端、电阻R5的第一端和电阻R10第二端连接，MOS管Q1的漏极和储能电容负极连接，MOS管Q1的栅极和瞬态抑制器D2的阴极、电容C2的第二端、电阻R5的第二端、电阻R4的第二端和电阻R3的第二端连接。
2.如权利要求1所述的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，其特征在于，所述电阻R9阻值远大于电阻R8。
3.如权利要求1所述的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，其特征在于，所述电阻R6与电容C3的时间常数远大于电阻R3与电容C2的时间常数。
4.如权利要求1所述的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，其特征在于，所述电阻R3与电容C2的时间常数远大于电阻R1与电容C1的时间常数。
5.如权利要求1所述的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，其特征在于，所述瞬态抑制器D3的电压值高于MOS管Q1和MOS管Q2饱和导通驱动电压。
6.如权利要求1所述的基于反馈与前馈的电流检测型电流浪涌抑制电路，其特征在于，所述MOS管Q1、电容C1和二极管D1的耐压为电源电压。
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