CN114039494B - 一种双向cll谐振变换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双向cll谐振变换器及其控制方法，所述双向cll谐振变换器的结构包括第一母线电容C9、第一H桥、谐振电容Cr、高频变压器T0、谐振电感Lr、第二H桥、第二母线电容C10，其中，所述谐振电容Cr、高频变压器T0和谐振电感Lr构成谐振腔。与现有技术相比，本发明中仅采用谐振电容Cr，高频变压器T0和谐振电感Lr三个功率器件构成谐振腔，两组固定占空比为50％的PWM波为驱动，以较少的功率器件和简单的控制方法实现了双向CLL谐振变换器在双向运行时逆变侧开关管零电压开通，整流侧二极管零电流关断，具有可双向运行，拓扑和控制方法简单，重量轻、体积小、功率密度高，效率高的优势。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子软开关技术领域，特别是一种高频隔离谐振软开关技术，具体提供一种双向cll谐振变换器及其控制方法。
背景技术
随着科技的进步，电子产品的高频化、小型化、高效率、低噪音成为重要的指标。虽然目前的开关管，例如功率MOSFET或IGBT的发展迅速，其性能、损耗在逐渐降低，但是硬开关损耗仍然是***提高频率、提升效率的一个瓶颈。
硬开关技术会造成开关器件产生较大的开关损耗，限制了开关器件的开关频率，也降低了变换器的效率。
目前双向隔离DC-DC变换器在微电网、电池充放电测试、储能等涉及能量双向流动的测试环境中广泛使用。双向高频隔离DC-DC目前多使用谐振变换技术，但存在的主要问题是谐振功率器件偏多，限制了变换器的功率密度；或者是控制方法复杂增加了设计难度、降低了可靠性。
发明内容
针对以上问题，研发一种谐振功率器件少，控制方法简单的双向高频隔离谐振软开关DC-DC变换器及其控制方法具有较高的研究和应用价值。
本发明的技术任务是针对上述存在的问题，提供一种双向cll谐振变换器及其控制方法。
为实现上述目的，本发明一方面提供了如下技术方案：
一种双向cll谐振变换器，所述双向cll谐振变换器的结构包括第一母线电容C9、第一H桥、谐振电容Cr、高频变压器T0、谐振电感Lr、第二H桥、第二母线电容C10，其中，所述谐振电容Cr、高频变压器T0和谐振电感Lr构成谐振腔。
所述第一母线电容C9与所述第一H桥的直流侧V1+和V1-相连，
所述第一H桥的左桥臂中点A与所述谐振电容Cr相连，
所述谐振电容Cr和所述第一H桥右桥臂中点B与所述高频变压器T0原边相连，
所述高频变压器T0的副边与所述第二H桥的右桥臂中点C和所述谐振电感Lr相连，
所述谐振电感Lr与所述第二H桥的左桥臂中点D相连，
所述第二H桥的直流侧V2+和V2-与所述第二母线电容C10相连。
本发明另一方面提供一种双向cll谐振变换器控制方法，所述方法的实现包括：
所述双向CLL谐振变换器正向工作时，第一H桥工作在逆变状态，第二H桥工作在整流状态，能量从V1流向V2；
所述双向CLL谐振变换器反向工作时，第一H桥工作在整流状态，第二H桥工作在逆变状态，能量从V2流向V1。
所述双向cll谐振变换器的驱动方式为两组频率固定，占空比为50％的PWM波，第一H桥的结构包括左桥臂开关管T1、T2，右桥臂开关管T3、T4，第二H桥的结构包括左桥臂开关管T5、T6，右桥臂开关管T7、T8，其中T1、T4、T6、T7驱动信号相同，T2、T3、T5、T8驱动信号相同，两组驱动互补导通，如图2所示。
所述双向CLL谐振变换器正向工作时等效模型为Type-11模型，如图3，其构成包括：谐振电容Cr，高频变压器原边励磁电感Lm_P，等效谐振电感Lr_eq_P，等效交流阻抗Rac_eq_P，其中，Lr_eq_P为正向工作时谐振电感Lr等效到变压器原边的等效谐振电感，Rac_eq_P为正向运行时副边电路等效到逆变侧的等效交流阻抗。
所述根据双向CLL谐振变换器正向工作时等效模型等效变换后的结构包括：
L2＝Lr_eq_P，正向工作时谐振电感Lr等效到变压器原边的等效谐振电感；
L1＝Lm_P，高频变压器原边励磁电感；
流过谐振电容Cr的电流为ic，
流过高频变压器原边励磁电感L1的电流为i1，
流过L2的电流为i2，流过二极管D5的电流为i5，流过二极管D7的电流为i7。
所述双向CLL谐振变换器正向工作时模态如图4a到图4h所示：
分析i1为正时的工作状态，双向CLL谐振变换器正向工作模态：
t3-t4阶段，如图4b：T1、T4、T6、T7开通，ic过峰值后正向减小，t4时刻ic＝i1；i1过零后正向增大，ic＝i1+i2，t4时刻i1＝ic，i2＝0；
t4时刻，如图4c：i1＝ic，i2＝0，D6,D7零电流关断，T6T7一直导通，V2,C10开始放电，变压器副边线圈开始励磁，产生电流is；
t4-t5阶段，如图4d：变压器反向励磁导致i2过零后负向增加，副边对逆变侧短暂能量回馈，反向电流大小为is，ic继续减小，i1＝ic+i2；
t5时刻ic＝0，i1＝i2；
t5-t6阶段，如图4e：i1继续增大，ic过零后负向增加的原因使is在增加,i2，i7负向增大；
t6时刻，T1、T4、T6、T7关断，ic和i2,i7到达负向暂态峰值，T6T7硬关断；
t6-t8阶段，如图4f：(ic的变化规律是：先负向减小至零，再正向增大，最后在减小至零。)进入死区T1T4，T6T7关断之后is换流至D5D8，并开始减小；i2也随之负向减小；同时ic负向减小，t7时刻减小至零，随后正向增加(原因是L1>>L2，此时i1>>i2,所以i1会经过C1C4充电，C2C3放电，造成ic正向增加)；
t8-t9阶段，如图4g：C1-C4电容充放电结束之后(保证死区时间大于充放电时间才能实现D2D3续流)，ic开始经过D2D3续流，为T2T3开通实现零电压做准备；
t9-t10阶段，如图4h：t9时刻T2T3和T5T8零电压开通，实现ZVS。
综上，正向工作时，整流侧与逆变侧开关管T2、T3、T5、T8零电压开通，整流侧二极管D6，D7零电流关断。
所述双向CLL谐振变换器反向工作时等效模型为Type-4模型，如图5a和图5b。其结构包括：谐振电感Lr，高频变压器副边等效励磁电感Lm_N，等效谐振电容Cr_eq_N，等效交流阻抗Rac_eq_N，其中：Cr_eq_N为反向工作时谐振电感Cr等效到变压器副边的等效谐振电容，Rac_eq_N为反向运行时变压器原边电路等效到逆变侧的等效交流阻抗。
如图6a和图6b所示，所述在反向等效模型下，反向运行等效拓扑变换为：
当励磁电感加入谐振时，谐振槽谐振元件为Cr_eq_N、Lr、Lm_N，当励磁电感被钳位时，谐振槽谐振元件为Cr_eq_N、Lr，所述变换器有两个谐振频率：
第一谐振频率：
第二谐振频率为：
所述双向CLL谐振变换器的反向工作模态，如图7a到图7f所示：
模态1为t0-t1时刻，如图7b，其中t0时刻，T1、T4、T6、T7驱动电压变为高电平，此时T6、T7开始导通；谐振槽输入电压VCD超前于谐振电流ic，ic电流方向与上一模态一致，ic为负，谐振电流ic从体二极管转移到开关本体并反方向流过开关T6T7；整流侧电流is从体二极管D1D4转移到开关本体并反方向流过开关T1T4；
T1、T4导通，励磁电感Lm_N被变压器副端电压钳位，励磁电流iLM变化率为正，所述谐振槽由Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f1；
模态2为t1-t2时刻，如图7c，其中t1时刻，T1、T4、T6、T7驱动电压变为高电平，此时T6、T7开始导通；谐振电流ic反向减小至零，开始从零正向增大，谐振电流ic正向流过开关T6T7；变压器副端侧T1、T4导通，励磁电感Lm_N被变压器副端电压钳位，励磁电流iLM变化率为正，所述谐振槽由Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f1；
模态3为t2-t3时刻，如图7d，其中t2时刻，在原边电压作用下励磁电流iLM方向变为正向；变压器副端侧T1、T4导通，励磁电感Lm_N仍被变压器副端电压钳位，励磁电流iLM变化率为正，谐振槽由Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f1；t3时刻谐振电流ic按正弦规律变化到和励磁电流iLM一致，流过T1的电流ID1或T1减小至零；
模态4为t3-t4时刻，如图7e，在此模态内，谐振电流ic与励磁电感电流iLM保持相等，变压器原端电流下降为0，整流侧T1、T4体二极管停止导通，整流开关实现零电流关断，负载能量由稳压电容提供；副端侧开关管停止导通，输出电压的反射电压对励磁电感的钳位作用消失，Lm_N开始加入谐振，谐振槽由Lm_N、Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f2，同时由于第二谐振周期比第一谐振周期大很多，此时谐振电流在该模态内变化较小；
模态5为t4-t5时刻，如图7f，其中t4时刻，T1、T4、T6、T7关断，该过程为硬关断，电路进入死区时间，谐振电流ic对体电容C6、C7充电，C5、C8放电，体电容充放电结束后，D5、D8续流，t5时刻T2、T3、T5、T8开通，逆变侧T5、T8实现零电压开通；
t4时刻之后，ic比iLM减小快，整流侧电流is反向增大，体电容C1、C4充电，C2、C3放电，电容完成充放电之后，D2、D3续流，t5时刻T2、T3、T5、T8开通，整流侧T2、T3实现零电压开通；D2、D3续流后Lm_N退出谐振腔,同时励磁电流iLM变化率变为负。
综上，反向运行时，逆变侧T5、T8实现零电压开通，整流侧T2、T3实现零电压开通。整流侧二极管实现零电流关断。
所述双向CLL谐振变换器在正向运行和反向运行时均可实现逆变侧和整流侧开关管零电压开通。整流侧二极管实现零电流关断。
与现有技术相比，本发明一种双向cll谐振变换器及其控制方法具有以下突出的有益效果：
本发明主要用于高频隔离DC-DC变换器的设计，特别是双向高频隔离谐振软开关变换器的设计，实现高频化，双向运行，软开关，以提高变换器的效率、功率密度和可靠性。与现有技术相比，本发明中仅采用谐振电容Cr，高频变压器T1和谐振电感Lr三个功率器件构成谐振腔，两组固定占空比为50％的PWM波为驱动，以较少的功率器件和简单的控制方法实现了双向CLL谐振变换器在双向运行时逆变侧开关管零电压开通，整流侧二极管零电流关断，具有可双向运行，拓扑和控制方法简单，重量轻、体积小、功率密度高，效率高的优势。
附图说明
图1是本发明双向CLL谐振变换器的拓扑图；
图2是本发明双向CLL谐振变换器的驱动方式；
图3是本发明双向CLL谐振变换器正向工作等效模型；
图4a-h是本发明双向CLL谐振变换器正向工作模态图；
图5a-b是本发明双向CLL谐振变换器反向工作等效模型；
图6a-b是本发明反向运行等效拓扑；
图7a-f是本发明双向CLL谐振变换器反向工作模态图；
图8是本发明双向CLL谐振变换器反向运行谐振腔阻抗特性分布图；
图9是本发明双向CLL谐振变换器正向工作时驱动和电流的matlab仿真波形；
图10是本发明双向CLL谐振变换器反向工作时驱动和电流的matlab仿真波形。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。
实施例1
如图1所示，一种双向CLL谐振变换器及其控制方法，如图1所示，包括：
第一母线电容C9、第一H桥、谐振电容Cr、高频变压器T1、谐振电感Lr、第二H桥、第二母线电容C10。
第一母线电容C9与第一H桥直流侧V1+和V1-相连，第一H桥左桥臂中点A与谐振电容Cr相连，谐振电容Cr和第一H桥右桥臂中点B与高频变压器T0原边相连，高频变压器副边与第二H桥右桥臂中点C和谐振电感Lr相连，谐振电感Lr与第二H桥左桥臂中点D相连，第二H桥直流侧V2+和V2-与第二母线电容C10相连。谐振电容Cr、高频变压器T0和谐振电感Lr构成谐振腔。
双向CLL谐振变换器正向工作时，第一H桥工作在逆变状态，第二H桥工作在整流状态，能量从V1流向V2。双向CLL谐振变换器反向工作时，第一H桥工作在整流状态，第二H桥工作在逆变状态，能量从V2流向V1。
如图2所示，驱动方式：驱动为两组频率固定，占空比为50％的PWM波。其中T1、T4、T6、T7驱动信号相同，T2、T3、T5、T8驱动信号相同。两组驱动互补导通。
具体地，正向运行时，基于基波分析法等谐振腔效模型，如图3所示，等效后的参数为：
Lr_eq_P：正向工作时谐振电感Lr等效到变压器原边的等效谐振电感；
n：为变压器原副边之间的变比；
Rac_eq_P：正向运行时整流侧电路等效到逆变侧的等效交流阻抗。
RLd为正向运行整流侧等效直流负载。
V2：第二H桥直流侧电压。
Pout：第二H桥直流侧输出功率。
Cr为谐振电容，Lm_P为高频变压器原边励磁电感。Lr_eq_P为正向工作时谐振电感Lr等效到变压器原边的等效谐振电感。Rac_eq_P为正向运行时副边电路等效到逆变侧的等效交流阻抗。
定义励磁电感和谐振电感之比为：
归一化开关频率：
品质因数定义为：
特征阻抗：
特征频率：
正向运行时双向CLL谐振变换器的传递函数为：
ωs＝2πfs
双向CLL谐振变换器正向运行时，直流增益：
谐振腔设计参数计算：
谐振电容计算：
正向工作时谐振电感Lr等效到变压器原边的等效谐振电感计算：
谐振电感计算：
Lr＝Lr_eq_P/n2
U1，Pout，n，开关频率fs，归一化频率fn设计参数确定后，取k＝25.6，Q＝0.21，以上可得谐振腔设计参数Cr，Lr设计值。
实施例2
以一款输出功率Pout＝5000W，U1＝770V，U2＝600V，开关频率fs＝125kHz，变压器变比n＝1.28，归一化参数fn＝0.95的双向CLL谐振变换器设计为例，取k＝25.6，Q＝0.21进行计算，双向CLL谐振变换器各设计参数如下表：
| 项目 | 名称 | 单位 | 参数 |
| 输入电压 | U1 | V | 770 |
| 二极管导通压降 | V<sub>F</sub> | V | 1.400 |
| 输出功率 | Po | kW | 5 |
| 输出电压 | U2 | V | 600 |
| 励磁电感 | Lm_P | uH | 625.97 |
| 原边等效谐振电感 | Lr_eq_P | uh | 24.45 |
| 副边谐振电感 | L<sub>r</sub> | uh | 14.85 |
| 负载电阻 | R<sub>o</sub> | Ω | 72.000 |
| 谐振电容 | C<sub>r</sub> | nF | 62.23 |
| 工作频率 | f<sub>s</sub> | kHz | 125.00 |
| 谐振频率 | f<sub>r</sub> | kHz | 131.58 |
| 变压器变比 | n | 1.28 | |
| 品质因数 | Q | 0.21 | |
| 电感之比 | k(λ) | 25.60 | |
| 归一化开关频率 | f<sub>n</sub> | 0.950 | |
| 变压器原端等效负载电阻 | Rac_eq_P | Ω | 96.21 |
| 工作周期 | T<sub>r</sub> | us | 8.000 |
| 死区时间 | T<sub>dead</sub> | ns | 750 |
反向运行是否在感性区工作校验：
反向运行时等效谐振电容：Cr_eq_N＝n2Cr＝125nf
反向运行时等效交流阻抗：
反向运行时等效励磁电感与谐振电感的比值：
感性和容性分界线处对应的品质因数Qres为：
反向运行时等效谐振频率：
反向满功率运行时的品质因数为：
由以上校验分析知：
fs＜fr2
Q5kw_2＜Qres2
如图8所示，反向运行时符合在感性区域②工作的要求。
本例满足设计要求，表中所要求的双向CLL谐振变换器最终设计的谐振参数为Cr＝62.23nf，Lr＝14.85uH，Lm P＝625.97uH。
为验证本发明的有效性，在Matlab/Simulink中搭建模型进行仿真实验，验证了双向CLL谐振变换器在正向运行和反向运行时电流和驱动波形的正确性以及软开关的形成过程。如图9所示，是本发明双向CLL谐振变换器正向工作时驱动和电流的matlab仿真波形；如图10所示，是本发明双向CLL谐振变换器反向工作时驱动和电流的matlab仿真波形。
以上所述的实施例，只是本发明较优选的具体实施方式，本领域的技术人员在本发明技术方案范围内进行的通常变化和替换都应包含在本发明的保护范围内。
Claims (4)
1.一种双向cll谐振变换器控制方法，其特征在于，
所述双向cll谐振变换器的结构包括第一母线电容C9、第一H桥、谐振电容Cr、高频变压器T0、谐振电感Lr、第二H桥、第二母线电容C10，其中，所述谐振电容Cr、高频变压器T0和谐振电感Lr构成谐振腔；
所述第一母线电容C9与所述第一H桥的直流侧V1+和V1-相连，
所述第一H桥的左桥臂中点A与所述谐振电容Cr的一端相连，
所述谐振电容Cr的另一端和所述第一H桥右桥臂中点B分别与所述高频变压器T0原边的两端相连，
所述高频变压器T0的副边的两端分别与所述第二H桥的右桥臂中点C和所述谐振电感Lr的一端相连，
所述谐振电感Lr的另一端与所述第二H桥的左桥臂中点D相连，
所述第二H桥的直流侧V2+和V2-与所述第二母线电容C10相连；
所述双向CLL谐振变换器正向工作时，第一H桥工作在逆变状态，第二H桥工作在整流状态，能量从V1流向V2；
所述双向CLL谐振变换器反向工作时，第一H桥工作在整流状态，第二H桥工作在逆变状态，能量从V2流向V1；
所述双向cll谐振变换器的驱动方式为两组频率固定，占空比为50％的PWM波，第一H桥的结构包括左桥臂开关管T1、T2，右桥臂开关管T3、T4，第二H桥的结构包括左桥臂开关管T5、T6，右桥臂开关管T7、T8，其中T1、T4、T6、T7驱动信号相同，T2、T3、T5、T8驱动信号相同，两组驱动互补导通；
开关管T1-T8分别具有体二极管D1-D8和体电容C1-C8；
所述双向CLL谐振变换器正向工作时等效模型为Type-11模型，其构成包括：谐振电容Cr，高频变压器T0原边励磁电感Lm_P，等效谐振电感Lr_eq_P，等效交流阻抗Rac_eq_P，其中，Lr_eq_P为正向工作时谐振电感Lr等效到变压器原边的等效谐振电感，Rac_eq_P为正向运行时副边电路等效到逆变侧的等效交流阻抗；
所述根据双向CLL谐振变换器正向工作时等效模型等效变换后的结构包括：
L2＝Lr_eq_P，正向工作时谐振电感Lr等效到变压器T0原边的等效谐振电感；
L1＝Lm_P，高频变压器T0原边励磁电感；
Cr，谐振电容；
流过谐振电容Cr的电流为ic，
流过高频变压器T0原边励磁电感L1的电流为i1，
流过L2的电流为i2，流过二极管D5的电流为i5，流过二极管D7的电流为i7；
所述双向CLL谐振变换器正向工作时模态如下：
分析i1为正时的工作状态，双向CLL谐振变换器正向工作模态：
t3-t4阶段：T1、T4、T6、T7开通，ic过峰值后正向减小，t4时刻ic＝i1；i1过零后正向增大，ic＝i1+i2，t4时刻i1＝ic，i2＝0；
t4时刻：i1＝ic，i2＝0，D6,D7零电流关断，T6T7一直导通，V2，C10开始放电，变压器副边线圈开始励磁，产生电流is；
t4-t5阶段：变压器反向励磁导致i2过零后负向增加，副边对逆变侧短暂能量回馈，反向电流大小为is，ic继续减小，i1＝ic+i2；
t5时刻ic＝0,i1＝i2；
t5-t6阶段：i1继续增大，ic过零后负向增加的原因使is在增加,i2，i7负向增大；
t6时刻，T1、T4、T6、T7关断，ic和i2,i7到达负向暂态峰值，T6T7硬关断；
t6-t8阶段：进入死区T1T4，T6T7关断之后is换流至D5D8，并开始减小；i2也随之负向减小；同时ic负向减小，t7时刻减小至零，随后正向增加；
t8-t9阶段：C1-C4电容充放电结束之后，ic开始经过D2D3续流，为T2T3开通实现零电压做准备；
t9-t10阶段：t9时刻T2T3和T5T8零电压开通，实现ZVS。
2.根据权利要求1所述的一种双向cll谐振变换器控制方法，其特征在于，
所述双向CLL谐振变换器反向工作时等效模型为Type-4模型，其结构包括：谐振电感Lr，高频变压器T0副边等效励磁电感Lm_N，等效谐振电容Cr_eq_N，等效交流阻抗Rac_eq_N，其中：Cr_eq_N为反向工作时谐振电容Cr等效到变压器副边的等效谐振电容，Rac_eq_N为反向运行时变压器原边电路等效到逆变侧的等效交流阻抗。
3.根据权利要求2所述的一种双向cll谐振变换器控制方法，其特征在于，
所述在反向等效模型下，反向运行等效拓扑变换为：当励磁电感加入谐振时，谐振槽谐振元件为Cr_eq_N、Lr、Lm_N，当励磁电感被钳位时，谐振槽谐振元件为Cr_eq_N、Lr，所述变换器有两个谐振频率：
第一谐振频率：
第二谐振频率为：
4.根据权利要求3所述的一种双向cll谐振变换器控制方法，其特征在于，所述双向CLL谐振变换器的反向工作模态：
模态1为t0-t1时刻，其中t0时刻，T1、T4、T6、T7驱动电压变为高电平，此时T6、T7开始导通；谐振槽输入电压VCD超前于谐振电流ic，ic电流方向与VCD负半周期结束时的模态一致，ic为负，谐振电流ic从体二极管转移到开关本体并反方向流过开关管 T6T7；整流侧电流is从体二极管D1D4转移到开关本体并反方向流过开关管 T1T4；
T1、T4导通，励磁电感Lm_N被变压器副边电压钳位，励磁电流iLM变化率为正，所述谐振槽由Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f1；
模态2为t1-t2时刻，其中t1时刻，T1、T4、T6、T7驱动电压变为高电平，此时T6、T7开始导通；谐振电流ic反向减小至零，开始从零正向增大，谐振电流ic正向流过开关管 T6T7；变压器副边侧T1、T4导通，励磁电感Lm_N被变压器副边电压钳位，励磁电流iLM变化率为正，所述谐振槽由Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f1；
模态3为t2-t3时刻，其中t2时刻，在原边电压作用下励磁电流iLM方向变为正向；变压器副边侧T1、T4导通，励磁电感Lm_N仍被变压器副边电压钳位，励磁电流iLM变化率为正，谐振槽由Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f1；t3时刻谐振电流ic按正弦规律变化到和励磁电流iLM一致，流过T1的电流ID1或T1减小至零；
模态4为t3-t4时刻，在此模态内，谐振电流ic与励磁电流iLM保持相等，变压器原边电流下降为0，整流侧T1、T4体二极管停止导通，整流侧二极管D1、D4实现零电流关断，负载能量由稳压电容提供；副边侧开关管停止导通，输出电压的反射电压对励磁电感的钳位作用消失，Lm_N开始加入谐振，谐振槽由Lm_N、Lr、Cr_eq_N组成，电路谐振频率为f2，同时由于第二谐振周期比第一谐振周期大很多，此时谐振电流在该模态内变化较小；
模态5为t4-t5时刻，其中t4时刻，T1、T4、T6、T7关断，该过程为硬关断，电路进入死区时间，谐振电流ic对体电容C6、C7充电，C5、C8放电，体电容充放电结束后，D5、D8续流，t5时刻T2、T3、T5、T8开通，逆变侧T5、T8实现零电压开通；
t4时刻之后，ic比iLM减小快，整流侧电流is反向增大，体电容C1、C4充电，C2、C3放电，电容完成充放电之后，D2、D3续流，t5时刻T2、T3、T5、T8开通，整流侧T2、T3实现零电压开通；D2、D3续流后Lm_N退出谐振腔,同时励磁电流iLM变化率变为负。
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