CN113964952A - 非对称mc-wpt***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及MC‑WPT技术领域，具体构建了非对称MC‑WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，构建了原副边电流幅值比、电气参数与***阻抗、***传输功率、***传输效率、***工作频率等***参数之间的数学关系，实现了：无需原副边通信即可使***工作在类IT(理想变压器)工作模式下，使***达到原副边电流幅值比完全由原副边电感比决定的预期效果，***的原边电流与副边电流的幅值比可以根据负载功率等级的不同任意调整，***的传输效率和输出功率在宽传输范围内都可以保持高水平恒定，整个***具有很强的位置鲁棒性和横向偏移能力，无论***处于强耦合区域还是弱耦合区域，***都可以具有零相位角(ZPA)特性，进一步降低***损耗。
Description
技术领域
本发明涉及MC-WPT(磁耦合无线电能传输)技术领域，尤其涉及一种非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法。
背景技术
众所周知，MC-WPT***也称为松耦合变压器(若发射线圈与接收线圈相距较远，则被称为松耦合***)。对于耦合系数接近1的理想变压器(IT)，二次侧与一次侧的电流幅值比完全由一次电感与二次电感之比的平方根决定。如果可以将此特性扩展到弱耦合区域，则电流幅值比不会随耦合系数而变化。
磁耦合无线电能传输(MC-WPT)技术是目前技术最成熟、应用最广泛的WPT技术，已逐渐应用于消费电子、家用电器和电动汽车等领域。
目前对MC-WPT***的大多数研究都是针对初级线圈和次级线圈对称的***。但对于无人机等***，有严格的几何形状和重量限制，并且还需要更大范围的偏移抗性和更高等级的输出功率。拥有大初级线圈和小次级线圈的非对称MC-WPT***相较于对称***具有无可比拟的优势：1)体积小和/或匝数少的次级线圈可以满足体积和重量的要求；2)次级线圈内阻小，可降低大功率输出时的次级损耗，进而提高传输效率；3)大尺寸且多匝的初级线圈可以增大耦合区域的范围，进而提升***的抗偏移性；4)中心点附近耦合强度大，***通常处于强耦合状态，但在该区域内，***会出现频率***现象，影响***的能效，同时，在该区域内，电流谐波的影响也很大，会导致电流波形畸变，从而增加开关损耗，进一步降低***效率，为了提高传输效率，在保证次级电流等级的同时，初级电流应尽可能地小。
非对称MC-WPT技术近年来备受关注，但相关研究尚少。现有关于非对称***技术的几方面研究总结如下：针对非对称MC-WPT***的中心区域由于强耦合而引起的频率***现象，目前有方法采用阻抗匹配网络来消除频率***，还有方法是通过设计一个特定的非对称线圈，以在近距离区域产生均匀的磁场，以消除分频。关于对非对称***的中心区域因强耦合而引起电流畸变的问题，现有方法通常是采用与***参数对应的抑制高次谐波的控制策略。对于非对称***效率提高的研究，目前比较新的是通过DS-LSS拓扑调整初级线圈电感和次级线圈电感的比值来实现效率提升，此方法也只适用于特定拓扑下的***，也就没有完整的电流幅值调节准则来匹配***。
对于消除频率***的方法，采用阻抗匹配网络需要额外的电路器件，在大功率场景下的匹配电感通常需要较大的尺寸，不仅占用体积，还会带来额外的损耗。同时，匹配网络因***而异。此外，消除频率***的特定电路拓扑可能会牺牲其他特性，例如零相位角(ZPA)特性，从而降低***的整体效率。利用均匀磁场消除频率***的方法，其传输效率会随着传输距离的增加而降低；当距离较远或横向偏移较大时，传输效率难以保证；此外，该线圈结构和参数需要严格设计，可能会随着场景大小和功率等级的不同而变化。对于强耦合下抑制电流谐波的方法，该方法只适用于强耦合***。对于同时具有强耦合和弱耦合区域的无人机***，需要先确定电路耦合，然后切换不同模式，在这种情况下，需要增加额外的控制电路，而且操作较为复杂。对于提升非对称***的传输效率的DS-LSS拓扑采用的方法，不适用于常用的SS拓扑，且没有相应的电流幅值调节准则来根据合适的负载进行***设计的方法。
综上所述，非对称MC-WPT技术近年来受到了极大的关注，但相关研究仍然很少。研究课题主要包括用来消除频率***、改善***抗偏移特性和提升***传输效率的匹配网络设计、线圈优化设计以及拓扑设计等技术。但是，无论是研究由于强耦合引起的频率***和电流波形畸变情况，还是研究弱耦合状态下的***效率提升情况，目前都没有很好的解决方案。现有方法难以同时考虑***传输效率和***抗偏移能力。目前还没有既考虑强耦合状态下的频率***现象和电流畸变现象，又兼顾***抗偏移能力，还可以满足在不同的功率等级要求下实现高效能量传输的工作模式和参数设计标准。
发明内容
本发明提供非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，解决的技术问题在于：如何使非对称MC-WPT***既不存在频率***现象和电流畸变现象，又兼顾***抗偏移能力，且无论***处于强耦合区域还是弱耦合区域，使***都可以具有零相位角(ZPA)特性，并使***的传输效率和输出功率在宽传输范围内都可以保持高水平恒定。
为解决以上技术问题，本发明提供非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，所述非对称MC-WPT***包括原边电路和副边电路，所述原边电路包括顺序连接的直流电源、原边逆变器、原边串联谐振电容和原边线圈，所述副边电路包括顺序连接的副边线圈、副边串联谐振电容、负载，所述原边线圈相较所述副边线圈大故两者构成非对称耦合机构，所述参数设计方法包括步骤：
S1：根据大功率充电设备的需求选定额定功率P以及负载值RL，根据
确定副边电流I2的大小；
S2：根据实际需求，确定副边线圈的自感L2及内阻Rp2；
S3：在保护开关器件不因电流过大而损坏的前提下选择合适的原边电流I1；
S4：确定副原边电流比系数
的大小，得到原边线圈的自感L1＝aL2；
S5：根据实际应用需求确定***固有频率ω0，并根据ω0、L1、L2确定原边串联谐振电容和副边串联谐振电容的电容值C1和C2；
S6：从ω0开始减小或增大原边逆变器的开关频率f，使***保持在原边电压电流同相位时，确定此时的低频工作频率ω1或高频工作频率ω2，输出恒定功率P和恒定效率η。
进一步地，在步骤S5中，根据
确定电容值C1和C2。
进一步地，在步骤S6中，
是副边电路的品质因素，R2＝Rp2+RL表示副边电路的电阻，耦合系数k≥k0，k0为使***工作的耦合系数的最低值。
进一步地，
进一步地，在步骤S6中，恒定功率
U1为原边逆变器的输出电压，R1＝Rp1+Rs表示原边电路的电阻，Rp1为原边线圈的内阻，Rs为电压源的内阻。
进一步地，恒定效率
本发明提供的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，构建了原副边电流幅值比、电气参数与***阻抗、***传输功率、***传输效率、***工作频率等***参数之间的数学关系，建立了非对称MC-WPT***的参数设计准则，通过设计***原副边参数为其不对称状态工作，实现了：
1)无需原副边通信即可使MC-WPT***工作在类IT(理想变压器)工作模式下，使***达到原副边电流幅值比完全由原副边电感比决定的预期效果，***的能效与原副边之间的互感无关，增加了***的稳定性；
2)***的原边电流与副边电流的幅值比可以根据负载功率等级的不同任意调整，适用于多种不同功率等级的***；
3)***的传输效率和输出功率在宽传输范围内都可以保持高水平恒定，整个***具有很强的位置鲁棒性和横向偏移能力；
4)使***在满足电流等级要求(不存在频率***现象和电流畸变现象)的同时，无论***处于强耦合区域还是弱耦合区域，***都可以具有零相位角(ZPA)特性，进一步降低***损耗。
附图说明
图1是本发明实施例提供的非对称MC-WPT***的拓扑图；
图2是本发明实施例提供的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法的流程图；
图3是本发明实施例提供的非对称MC-WPT***的简化图；
图4是本发明实施例提供的仿真中***工作频率随耦合系数的变化关系图；
图5是本发明实施例提供的仿真中***原副边电流随耦合系数的变化关系图；
图6是本发明实施例提供的仿真中***传输效率随耦合系数的变化关系图；
图7是本发明实施例提供的仿真中***输出功率随耦合系数的变化关系图；
图8是本发明实施例提供的仿真中***在类IT工作模式下其一次侧电压与一次侧电流的波形相位角变化关系图；
图9是本发明实施例提供的仿真中***在ω0工作模式下其一次侧电压与一次侧电流的波形相位角变化关系图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
图1所示为非对称MC-WPT***的拓扑图，可以看到非对称MC-WPT***包括原边电路和副边电路，所述原边电路包括顺序连接的直流电源u1、原边逆变器、原边串联谐振电容C1和原边线圈L1(其内阻为Rp1)，副边电路包括顺序连接的副边线圈L2(其内阻为Rp2)、副边串联谐振电容C2、负载RL，原边线圈L1大、副边线圈L2小，M表示原边线圈L1与副边线圈L2之间的互感，I1表示逆变器的输出电流即原边电流。原边线圈L1相较副边线圈L2大故两者构成非对称耦合机构。
为了使非对称MC-WPT***工作在类IT(理想变压器)工作模式下，本发明实施例提供的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，对应图2的流程图，包括步骤：
S1：根据大功率充电设备的需求选定额定功率P以及负载值RL，根据
确定副边电流I2的大小；
S2：根据实际需求，确定副边线圈的自感L2及内阻Rp2；
S3：在保护开关器件不因电流过大而损坏的前提下选择合适的原边电流I1；
S4：确定副原边电流比系数
的大小，得到原边线圈的自感L1＝aL2；
S5：根据实际应用需求确定***固有频率ω0(在实际***工作的频段范围内任意选取)，并根据ω0、L1、L2确定原边串联谐振电容和副边串联谐振电容的电容值C1和C2；
S6：从ω0开始减小或增大原边逆变器的开关频率f，使***保持在原边电压电流同相位时，确定此时的低频工作频率ω1或高频工作频率ω2，输出恒定功率P和恒定效率η。
需要说明的是，步骤S1～S6并非严格的执行顺序，可以根据先后逻辑关系进行调整，比如图2。图1中的电压、电流传感器用于测量原边电流和逆变器输出电压，在下文的实验中用到。零相角比较(器)用于比较原边电流和逆变器输出电压进行相位比较，在下文的实验中用到。开关频率调节器用于调节原边逆变器的开关频率，在步骤S6及下文的实验中用到。
其中，步骤S5中，根据
确定电容值C1和C2。
图1的电路简化图如图3所示。Rs为电压源的内阻，U1为原边逆变器的输出电压，I2表示副边电流。
对上图***应用KVL可得两线圈回路方程，如式(1)：
其中，R1＝Rp1+Rs表示原边电阻，R2＝Rp2+RL表副边电阻，X1＝ωL1-1/ωC1表示原边电抗，X2＝ωL2-1/ωC2表示副边电抗。
根据式(1)可得副边电流与原边电流之间的关系式为：
由此得到原边电流与副边电流幅值比的关系如下：
根据类IT***的介绍，探讨相应的电气参数和运行方式，使MC-WPT***在较宽的传输范围内具有理想变压器的输出特性，即：
对于非对称***，可以假定L1＝aL2，将其代入到式(3)中，求解出此时的工作频率ω为：
k表示耦合系数，k0为使***工作的耦合系数的最低值。
是副边电路的品质因素，通常大于
此时***有两个工作频率分别是低频工作频率ω1与高频工作频率ω2，分别满足式(3)。
将L1＝aL2代入到式(1)中求解原副边电流幅值，结果为：
从方程(5)可以看出，本例设计的类IT非对称***的工作频率必须随耦合系数变化而变化。因此，两个电路的电抗X1和X2也会随耦合系数的变化，且不会总等于零。但从式(6)可以看出，只要***参数满足X1＝aX2，原副边电流的幅值就是恒定的，不再受耦合系数和工作频率的牵制。
因此，本例设计的类IT非对称***的工作模式和电气参数设计如下：
在满足式(7)的条件下，式(6)的原副边电流幅值可以表示为：
式(8)表明，在较大的传输范围内，所提出的***具有与理想变压器相同的输出特性：大传输范围内的原副边电流幅值比完全由原副边电感比决定，与互感无关。
还可以从式(8)中发现，当***工作在类IT工作模式下，***可以实现零相角输出。也就是说，从***固有频率ω0开始减小或增大逆变电路的开关频率F，使***的电压电流同相位，此时***工作在低频工作频率ω1或高频工作频率ω2下，实现类IT工作模式，此时原边电压与电流波形相位一致，具有零相位角(ZPA)特性。
同时，当满足上述要求时，整个***的传输功率与传输效率可得：
根据上式(9)可以看出，***的输出功率、传输效率与耦合系数(互感)无关，即***还可以实现在一定的传输距离内，保持恒定的传输效率和输出功率。
由此而见，通过控制原副边电流比系数便可以控制整个MC-WPT***的传输功率与传输效率，对于不同的实际应用期望，可以根据上述方法进行调节。
可以见得，本发明实施例提供的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，构建了原副边电流幅值比、电气参数与***阻抗、***传输功率、***传输效率、***工作频率等***参数之间的数学关系，建立了非对称MC-WPT***的参数设计准则，通过设计***原副边参数为其不对称状态工作，实现了：
1)无需原副边通信即可使MC-WPT***工作在类IT(理想变压器)工作模式下，使***达到原副边电流幅值比完全由原副边电感比决定的预期效果，***的能效与原副边之间的互感无关，增加了***的稳定性；
2)***的原边电流与副边电流的幅值比可以根据负载功率等级的不同任意调整，适用于多种不同功率等级的***；
3)***的传输效率和输出功率在宽传输范围内都可以保持高水平恒定，整个***具有很强的位置鲁棒性和横向偏移能力；
4)使***在满足电流等级要求(不存在频率***现象和电流畸变现象)的同时，无论***处于强耦合区域还是弱耦合区域，***都可以具有零相位角(ZPA)特性，进一步降低***损耗。
对于上述结论，本例利用MATLAB数值仿真对工作条件及***特性进行验证，仿真参数如表1所示。
表1仿真参数设置
| 参数 | 数值 |
| 直流电源U<sub>1</sub>/V | 20 |
| 电源内阻/Ω | 0.3 |
| 原边线圈自感L<sub>1</sub>/μH | 398 |
| 副边线圈自感L<sub>2</sub>/μH | 199 |
| 线圈内阻R<sub>p1</sub>,R<sub>p2</sub>/Ω | 0.2 |
| 原边补偿电容C<sub>1</sub>/nF | 9 |
| 副边补偿电容C<sub>2</sub>/nF | 18 |
| 负载电阻R<sub>L</sub>/Ω | 5 |
改变***的耦合系数，可以得到***工作频率、原副边电流、传输效率、输出功率随耦合系数的变化曲线分别如图4、5、6、7所示，可得***在类IT工作模式下其一次侧电压与一次侧电流的波形相位角变化关系如图8所示，在ω0工作模式下其一次侧电压与一次侧电流的波形相位角变化关系如图9所示。
根据图4中的仿真结果可以看出，***在耦合系数
时，在任意耦合系数下，可以求解出两个***工作频率，均满足***限制条件，在该状态下的工作频率均偏离***的固有谐振频率。
根据图5中的仿真结果可以看出，选择某一工作频率，然后***在满足原副边电感电容参数匹配的情况下，原副边电流的比值不会随耦合系数的变化而改变，原副边回路电流的幅值比可以保持恒定，即***可以实现类IT工作模式，实现原边电流小、副边电流大的期望工作状态。
根据图6与图7中的仿真结果可以看出，***的传输效率与传输功率在两种工作频率下都可以保持恒定，此仿真结果与式(7)结果一致。***传输效率、传输功率与耦合系数无关，即***可以实现在一定的传输距离内，保持恒定的传输功率和传输效率。
根据图8的仿真结果可以看出，***工作在类IT工作模式下时，一次侧电压与一次侧电流同相位，此时***实现零相角输出特性。也就是说，当调节***的原边电压与电流同相位时，可以使***工作在期望的类IT模式下，操作简单方便。而在其他工作模式下(即非类IT工作模式)比如在ω0工作模式下，存在一定的电流畸变，如图9所示。
综上，仿真结果与理论推导结论一致，通过控制原副边电流比系数来设计***的原副边参数以及***的工作频率，得到的***可以实现类IT工作模式，具有副边电流比原边电流大、***阻抗纯阻性、恒定输出功率和传输效率等特性。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，所述非对称MC-WPT***包括原边电路和副边电路，所述原边电路包括顺序连接的直流电源、原边逆变器、原边串联谐振电容和原边线圈，所述副边电路包括顺序连接的副边线圈、副边串联谐振电容、负载，所述原边线圈相较所述副边线圈大故两者构成非对称耦合机构，其特征在于，所述参数设计方法包括步骤：
S1：根据大功率充电设备的需求选定额定功率P以及负载值RL，根据
确定副边电流I2的大小；
S2：根据实际需求，确定副边线圈的自感L2及内阻Rp2；
S3：在保护开关器件不因电流过大而损坏的前提下选择合适的原边电流I1；
S4：确定副原边电流比系数
的大小，得到原边线圈的自感L1＝aL2；
S5：根据实际应用需求确定***固有频率ω0，并根据ω0、L1、L2确定原边串联谐振电容和副边串联谐振电容的电容值C1和C2；
S6：从ω0开始减小或增大原边逆变器的开关频率f，使***保持在原边电压电流同相位时，确定此时的低频工作频率ω1或高频工作频率ω2，输出恒定功率P和恒定效率η。
2.根据权利要求1所述的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，其特征在于：在步骤S5中，根据
确定电容值C1和C2。
3.根据权利要求2所述的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，其特征在于：在步骤S6中，
是副边电路的品质因素，R2＝Rp2+RL表示副边电路的电阻，耦合系数k≥k0，k0为使***工作的耦合系数的最低值。
4.根据权利要求3所述的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，其特征在于：
5.根据权利要求4所述的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，其特征在于：
6.根据权利要求3～5任一项所述的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，其特征在于：在步骤S6中，恒定功率
RL，U1为原边逆变器的输出电压，R1＝Rp1+Rs表示原边电路的电阻，Rp1为原边线圈的内阻，Rs为电压源的内阻。
7.根据权利要求6所述的非对称MC-WPT***工作在类理想变压器模式下的参数设计方法，其特征在于：恒定效率
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|---|---|---|---|---|
| WO2024021161A1 (zh) * | 2022-07-28 | 2024-02-01 | 浙江大学 | 一种利用pdm应对参数变化以实现wpt***zvs的方法 |
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| WO2024021161A1 (zh) * | 2022-07-28 | 2024-02-01 | 浙江大学 | 一种利用pdm应对参数变化以实现wpt***zvs的方法 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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