CN113938038A - 一种基于mmc的高频交流母线电能路由结构及控制策略 - Google Patents
一种基于mmc的高频交流母线电能路由结构及控制策略 Download PDFInfo
- Publication number
- CN113938038A CN113938038A CN202111354705.XA CN202111354705A CN113938038A CN 113938038 A CN113938038 A CN 113938038A CN 202111354705 A CN202111354705 A CN 202111354705A CN 113938038 A CN113938038 A CN 113938038A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- power switch
- switch tube
- phase
- frequency
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 title claims abstract description 12
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims abstract description 87
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 50
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 129
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 32
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 22
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 10
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000016507 interphase Effects 0.000 claims description 3
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 claims description 3
- QAMFBRUWYYMMGJ-UHFFFAOYSA-N hexafluoroacetylacetone Chemical compound FC(F)(F)C(=O)CC(=O)C(F)(F)F QAMFBRUWYYMMGJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 abstract description 3
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 3
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 description 1
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000000452 restraining effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明涉及一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构及控制策略，属于电能变换技术领域，所述路由结构包括中压变换级、高频隔离级和低压级；所述控制策略包括中压变换级AC/DC转换控制、高频隔离级控制和高频交流母线低压输出端的控制。本发明将模块化多电平变换器与隔离变压器、全桥结构组合形成高频交流母线电能路由结构并实现电气隔离，能够减少电能变换环节，减小模块化多电平变换器电容体积，实现子模块电压波动抑制及自动均衡，提高功率密度，简化***控制。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构及控制策略，属于电能变换技术领域。
背景技术
随着分布式能源发电渗透率的提高，以及电动汽车、LED电源等直流负载比重的增加，电网结构日趋多元化，传统的输配电网络及运行模式难以满足***协调稳定运行需求。连接多种形式能源与负载，实现“源-网-荷-储”协调运行成为未来智能电网、绿色电网发展的新要求。为充分利用分布式能源，满足多种形式负载运行需求，具备能源协调管理能力的能源互联网成为一种典型的发展趋势，其中具有多电压等级、多种端口的电能路由是能源互联网中的关键装置。
基于MMC的电能路由，在智能电网、交直流混合配电网中发挥着重要作用，可实现不同电压等级、不同能量形式的交、直流电网之间的互相调配，提高了交直流电网的柔性调控能力与可靠性。基于MMC的共直流母线电能路由结构已得到了一些学者的研究，为实现多种端口输出并进行多种能量形式变换，有学者提出三级式电能路由结构，MMC作为输入级，在MVDC端口接入输入串联输出并联的DAB结构实现隔离并形成公共直流母线，再经交直流变换环节形成各端口。有学者提出每个子模块后级联DAB，所有DAB输出端并联形成公共直流母线的电能路由结构。子模块级联DAB形成共直流母线的方案所需开关及变压器数量较多成本高，并且以共直流母线作为电能变换枢纽实现交直流转换所需变换环节较多，严重影响***能量转换效率。
基于MMC的电能路由由于MMC结构本身模块数量多且为抑制子模块电容电压波动需采用大尺寸电容，限制***功率密度的提升，同时多电平结构稳定运行需设计多种控制环路，***控制复杂性较高。目前对于解决MMC结构子模块电容电压波动的策略，有学者提出在交流侧注入共模电压、在相单元注入环流抑制电压波动的方案，但存在桥臂电流增大、直流输出波形质量差等问题。并且这种抑制电压波动的方式通常需要闭环控制，增加了控制***的复杂性。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构及控制策略，能够减少电能变换环节，提供多类型端口，减小电容需求，实现所有子模块的电压均衡，简化***控制。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构，包括中压变换级、高频隔离级和低压级；所述中压变换级为三相六桥臂结构的模块化多电平变换器，具有中压交流和直流端口；所述高频隔离级包括全桥结构和四绕组高频隔离变压器，全桥结构级联在子模块之后，四绕组高频隔离变压器原边侧三绕组分别连接三相间横向三个全桥形成隔离组合单元，四绕组高频隔离变压器副边侧并联形成高频交流母线；所述低压级包括两绕组高频隔离变压器、同步单元和移相单元，同步单元为全桥结构，移相单元为电感和全桥结构，同步单元和移相单元均经两绕组高频隔离变压器接入高频交流母线，低压级的输出端分别为电压钳位型和功率可控型低压直流端口。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述中压变换级模块化多电平变换器为三相六桥臂结构，每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，三相上桥臂分别包括n个子模块和上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5，三相下桥臂分别包括n个子模块和下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6；所述子模块包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一电容C，所述每相上桥臂第一个子模块的第一功率开关管S1与第二功率开关管S2组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管S2的发射极与下一子模块的第一功率开关管S1的发射极相连；所述上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的一端分别与每相上桥臂的最后一个子模块的第二功率开关管S2的发射极连接，三相上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的另一端分别与每相下半桥臂第一个子模块的第一功率开关管S1的发射极连接；每相下半桥臂子模块的第二功率开关管S2的发射极与下一组子模块的第一功率开关管S1的发射极相连；下半桥臂最后一个子模块的第二功率开关管S2的发射极与中压直流母线的负极相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述高频隔离级的隔离组合单元包括三个全桥结构和一个四绕组高频隔离变压器，所述全桥结构包括第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4，所述四绕组高频变压器T包括第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4，所述子模块第一功率开关管S1的发射极与第二功率开关管S2的集电极相连；所述子模块第一电容C的一端与第一功率开关管S1的集电极连接，所述子模块第一电容C的另一端与第二功率开关管S2的发射极连接；所述子模块第一功率开关管S1的集电极与全桥第一功率开关管Q1的集电极及第三功率开关管Q3的集电极相连；所述子模块第二功率开关管S2的发射极与全桥第二功率开关管Q2的发射极及第四功率开关管Q4的发射极相连；所述全桥第一功率开关管Q1的发射极与第二功率开关管Q2的集电极相连；所述全桥第三功率开关管Q3的发射极与第四功率开关管Q4的集电极相连；所述第一绕组N1的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中A相全桥结构的第一功率开关管Qa1以及第二功率开关管Qa2所组成的桥臂中点，所述第一绕组N1的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qa3以及第四功率开关管Qa4所组成的桥臂中点；所述第二绕组N2的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中B相全桥结构的第一功率开关管Qb1以及第二功率开关管Qb2所组成的桥臂中点，所述第二绕组N2的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qb3以及第四功率开关管Qb4所组成的桥臂中点；所述第三绕组N3的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中C相全桥结构的第一功率开关管Qc1以及第二功率开关管Qc2所组成的桥臂中点，所述第三绕组N3的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qc3以及第四功率开关管Qc4所组成的桥臂中点；所述第一、第二、第三绕组位于隔离型四绕组高频变压器的原边侧，第四绕组位于副边侧，原边侧三绕组变比为1：1：1，第四绕组与原边侧三绕组的变比根据应用情况确定；所述所有四绕组高频隔离变压器的第四绕组并联形成高频交流母线。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述低压级的同步单元与移相单元经两绕组高频隔离变压器接入高频交流母线形成低压直流端口；所述同步单元包括第一功率开关管Qs1、第二功率开关管Qs2、第三功率开关管Qs3、第四功率开关管Qs4、第一电容Cs，所述第一功率开关管Qs1的发射极与第二功率开关管Qs2的集电极相连；所述第三功率开关管Qs3的发射极与第四功率开关管Qs4的集电极相连；所述第一功率开关管Qs1的集电极与第三功率开关管Qs3的集电极相连；所述第二功率开关管Qs2的发射极与第四功率开关管Qs4的发射极相连；所述第一电容Cs的一端连接至第三功率开关管Qs3的集电极，另一端连接至第四功率开关管Qs4的发射极；所述两绕组高频隔离变压器原边侧绕组两端接入高频交流母线，副边侧绕组一端接至同步单元第一、第二功率开关管Qs1、Qs2桥臂的中点，另一端连接至第三、第四功率开关管Qs3、Qs4桥臂的中点；所述移相单元包括第一功率开关管Qsc1、第二功率开关管Qsc2、第三功率开关管Qsc3、第四功率开关管Qsc4、第一电感L、第一电容Csc；所述第一功率开关管Qsc1的发射极与第二功率开关管Qsc2的集电极相连；所述第三功率开关管Qsc3的发射极与第四功率开关管Qsc4的集电极相连；所述第一功率开关管Qsc1的集电极与第三功率开关管Qsc3的集电极相连；所述第二功率开关管Qsc2的发射极与第四功率开关管Qsc4的发射极相连；所述第一电容Csc的一端连接至第三功率开关管Qsc3的集电极，另一端连接至第四功率开关管Qsc4的发射极；所述第一电感L一端连接至第一功率开关管Qsc1与第二功率开关管Qsc2桥臂的中点，另一端连接至两绕组高频隔离变压器副边侧绕组的一端；所述两绕组高频隔离变压器原边侧绕组两端接入高频交流母线，副边侧绕组一端接至移相单元第一电感L，另一端连接至移相单元第三、第四功率开关管Qsc3、Qsc4桥臂的中点。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述模块化多电平变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频、2倍频分量，MMC中上、下桥臂对应子模块的波动电流中基频分量if-ua、if-ub、if-uc与if-da、if1-db、if-dc相位相反，2倍频分量i2f-ua、i2f-ub、i2f-uc与i2f-da、i2f-db、i2f-dc相位相同，三相对应的子模块之间，基频分量呈正序，2倍频分量呈负序，具有三相对称特性；对高频交流母线结构建立等效模型，高频交流母线输入侧等效为三相受控电流源并联电容，变压器原边侧绕组漏感分别为Lla、Llb、Llc；副边侧及HFAC低压侧的电抗等效为Zreq；高频交流母线通过隔离组合单元为MMC三相子模块波动功率提供流动通道并等效为中性点，由于波动功率具有三相对称性，能够在高频交流母线处相互抵消，同时桥臂中2倍频循环电流实现自然消除。
一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构的控制策略，包括中压变换级AC/DC转换控制、高频隔离级控制和高频交流母线低压输出端的控制；所述中压变换级AC/DC转换控制为采用闭环控制实现MMC的交直流变换，所述闭环控制包括直流侧控制和交流侧控制，所述直流侧控制采用直流电压控制或功率环控制，所述交流侧控制包括交流侧电流控制、交流侧电压控制或转矩转速控制；MMC调制方式采用载波调制方式或阶梯波调制方式，所述高频隔离级控制是对子模块级联的全桥结构采用给定占空比与频率的同步开环信号控制，所述高频交流母线低压输出端的控制包括电压钳位端口的同步控制与功率可控端口的移相控制。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述高频隔离级控制的具体方法为隔离组合单元的全桥结构中第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2驱动信号互补，第一功率开关管Q1和第三功率开关管Q3驱动信号相同，第二功率开关管Q2和第四功率开关管Q4驱动信号相同，所述所有隔离组合单元中的各全桥结构驱动同步，均为频率为f、占空比D为50%的驱动信号，均采用开环PWM调制。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述高频交流母线低压输出端的控制方案包括：
1）电压钳位型端口的同步单元采用同步控制，同步单元全桥采用和隔离组合单元中的全桥相同的开环PWM调制方式；
2）功率可控型端口的移相单元采用移相控制，移相单元全桥的驱动信号与隔离组合单元中全桥驱动信号存在一个移相角j，将低压直流输出电压给定值ULdcr减去低压直流输出电压实际值ULdc，经PI调节器得到移相角j，经过限幅控制得到控制信号，经PWM调制，得到移相单元全桥结构的驱动信号。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术效果有：
本发明电能路由***具备较高的功率密度，能够减少电能变换环节，实现MMC子模块电容电压波动功率的消除，大幅降低子模块所需电容体积，提高***功率密度。
本发明的电能路由***结构简单，端口配置灵活可靠，以全桥结构形成的高频交流母线为框架实现多端口电能变换，结构简单，统一性高，便于进行模块化组合与设计；任意两端口之间均可进行电能传输，且端口之间实现电气隔离，运行稳定可靠，应用灵活。
本发明电能路由***控制简单，MMC级只需要完成基本AC/DC变换的电压电流双闭环控制，不需要设计桥臂2倍频环流抑制及子模块均压策略，高频隔离级原边侧与同步单元均采用最简单的开环控制模式，高频交流母线侧移相单元与高频隔离变压器原边侧采用移相控制，控制方法简单，省去大量检测电路与控制计算环节，提高***响应速度。
附图说明
图1是本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构的电气原理图；
图2是本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构中MMC子模块的电气原理图；
图3是本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构中全桥结构的电气原理图；
图4是本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构中隔离组合单元电气原理图；
图5是本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构中高频交流母线结构电气原理图；
图6a是本发明常规三相MMC的子模块基频波动电流分量示意图；
图6b是本发明常规三相MMC拓扑子模块2倍频波动电流分量示意图；
图7是本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构中高频交流母线结构的等效电路图；
图8是本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构的控制方案框图；
图9本发明一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构的具体控制策略原理图。
其中，MVAC为中压交流母线、MVDC为中压直流母线、LVDC为低压输出端口、UMVDC为中压直流母线电压、HFAC为低压高频交流母线；SM为子模块；FB为全桥结构；FBL为移相单元结构；S1、S2分别是子模块的第一、第二功率开关管；C为子模块的第一电容；Qa1、Qa2、Qa3、Qa4、Qb1、Qb2、Qb3、Qb4、Qc1、Qc2、Qc3、Qc4分别为与A、B、C相子模块级联全桥的第一、第二、第三、第四功率开关管；Ti为四绕组高频隔离变压器，N1、N2、N3、N4分别为高频四绕组变压器的第一、第二、第三、第四绕组；Tsi为两绕组高频隔离变压器；Cs为同步单元的第一电容；Csc为移相单元的第一电容；L为移相电感(移相单元的第一电感)；Lg1、Lg3、Lg5为上桥臂电感、Lg2、Lg4、Lg6为下桥臂电感；if-ua、if-ub、if-uc分别为a、b、c相上桥臂子模块波动电流的基频分量、if-da、if-db、i1-dc分别为a、b、c相下桥臂子模块波动电流的基频分量、i2f-ua、i2f-ub、i2f-uc分别为a、b、c相上桥臂子模块波动电流2倍频分量、i2f-da、i2f-db、i2f-dc分别为a、b、c相下桥臂子模块波动电流2倍频分量；Lla、Llb、Llc分别为变压器原边侧第一、第二、第三绕组漏感；Zreq为变压器副边侧第四绕组及HFAC、LVDC侧负载的等效电抗； ica、icb、icc分别为变压器原边侧流入三相全桥的电流；uN＇为HFAC电压的幅值；uca、ucb、ucc分别为a、b、c相子模块电容电压；j1为移相角；UMdcr为中压直流输出电压的参考值；ULdcr为低压直流母线输出电压参考值；ua,b,c分别为三相交流输入电压的各相电压；ia,b,c分别为三相交流输入电流的各相电流；ωt为锁相环输出相位；ud、uq分别为三相输入电压进行abc/dq变换后的d轴分量与q轴分量；id、iq分别为三相输入电流进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；idr为输入电流在d轴的参考值、iqr为输入电流在q轴的参考值；uref分别为进行dq/abc变换后输出三相调制信号；Ssm为MMC子模块的驱动信号；f为开关频率；D为开环占空比；SFB为变压器原边侧全桥结构的驱动信号；SSFB为同步单元全桥结构驱动信号；SSFBL为移相单元全桥结构驱动信号。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明做进一步详细说明：
一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构，如图1所示，包括中压变换级、高频隔离级和低压级。所述中压变换级为三相六桥臂结构的模块化多电平变换器，具有中压交流、直流端口；所述高频隔离级包括全桥结构和四绕组高频隔离变压器，全桥结构级联在子模块之后，四绕组高频隔离变压器原边侧三绕组分别连接三相间横向三个全桥形成隔离组合单元，四绕组高频隔离变压器副边侧并联形成高频交流母线；所述低压级包括两绕组高频隔离变压器、同步单元和移相单元，经两绕组高频隔离变压器接入高频交流母线，输出端分别为电压钳位型和功率可控型低压直流端口。
所述中压变换级模块化多电平变换器为三相六桥臂结构，每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，三相上桥臂分别包括n个子模块和上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5，三相下桥臂分别包括n个子模块和下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6；所述子模块包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一电容C；所述子模块第一功率开关管S1的发射极与第二功率开关管S2的集电极相连；所述子模块第一电容C的一端与第一功率开关管S1的集电极连接，所述子模块第一电容C的另一端与第二功率开关管S2的发射极连接，如图2所示。所述中压变换级模块化多电平变换器为三相六桥臂结构，每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，三相上桥臂分别包括n个半桥与电容结构的子模块和上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5，三相下桥臂分别包括n个子模块和下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6；所述子模块包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一电容C，所述每相上桥臂第一个子模块的第一功率开关管S1与第二功率开关管S2组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管S2的发射极与下一子模块的第一功率开关管S1的发射极相连；所述上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的一端分别与每相上桥臂的最后一个子模块的第二功率开关管S2的发射极连接，三相上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的另一端分别与每相下半桥臂第一个子模块的第一功率开关管S1的发射极连接；每相下半桥臂子模块的第二功率开关管S2的发射极与下一组子模块的第一功率开关管S1的发射极相连；下半桥臂最后一个子模块的第二功率开关管S2的发射极与中压直流母线的负极相连。
如图3所示，所述全桥结构所述全桥结构包括第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4；所述全桥第一功率开关管Q1的发射极与第二功率开关管Q2的集电极相连；所述全桥第三功率开关管Q3的发射极与第四功率开关管Q4的集电极相连；所述全桥第一功率开关管Q1的集电极与第三功率开关管Q3的集电极相连；所述全桥第二功率开关管Q2的发射极与第四功率开关管Q4的发射极相连。图2中所述子模块第一功率开关管S1的集电极与图3中全桥第一功率开关管Q1的集电极及第三功率开关管Q3的集电极相连；所述子模块第二功率开关管S2的发射极与全桥第二功率开关管Q2的发射极及第四功率开关管Q4的发射极相连。
如图4所示，高频隔离级的隔离组合单元包括横向三个全桥结构、四绕组高频隔离变压器；所述四绕组高频变压器T包括第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4。所述第一绕组N1的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中A相全桥结构的第一功率开关管Qa1以及第二功率开关管Qa2所组成的桥臂中点，所述第一绕组N1的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qa3以及第四功率开关管Qa4所组成的桥臂中点；所述第二绕组N2的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中B相全桥结构的第一功率开关管Qb1以及第二功率开关管Qb2所组成的桥臂中点，所述第二绕组N2的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qb3以及第四功率开关管Qb4所组成的桥臂中点；所述第三绕组N3的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中C相全桥结构的第一功率开关管Qc1以及第二功率开关管Qc2所组成的桥臂中点，所述第三绕组N3的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qc3以及第四功率开关管Qc4所组成的桥臂中点；所述第一、第二、第三绕组位于隔离型四绕组高频变压器的原边侧，第四绕组位于副边侧，原边侧三绕组变比为1:1:1，第四绕组与原边侧三绕组的变比根据应用情况确定。
如图5所示，所述所有隔离组合单元的第四绕组并联形成高频交流母线（HFAC）；所述同步单元与移相单元经两绕组高频隔离变压器连接至HFAC。所述同步单元包括第一功率开关管Qs1、第二功率开关管Qs2、第三功率开关管Qs3、第四功率开关管Qs4、第一电容Cs。所述第一功率开关管Qs1的发射极与第二功率开关管Qs2的集电极相连；所述第三功率开关管Qs3的发射极与第四功率开关管Qs4的集电极相连；所述第一功率开关管Qs1的集电极与第三功率开关管Qs3的集电极相连；所述第二功率开关管Qs2的发射极与第四功率开关管Qs4的发射极相连；所述第一电容Cs的一端连接至第三功率开关管Qs3的集电极，另一端连接至第四功率开关管Qs4的发射极。所述两绕组高频隔离变压器原边侧绕组两端接入高频交流母线，副边侧绕组一端接至同步单元第一、第二功率开关管Qs1、Qs2桥臂的中点，另一端连接至第三、第四功率开关管Qs3、Qs4桥臂的中点。所述移相单元包括第一功率开关管Qsc1、第二功率开关管Qsc2、第三功率开关管Qsc3、第四功率开关管Qsc4、第一电感L、第一电容Csc。所述第一功率开关管Qsc1的发射极与第二功率开关管Qsc2的集电极相连；所述第三功率开关管Qsc3的发射极与第四功率开关管Qsc4的集电极相连；所述第一功率开关管Qsc1的集电极与第三功率开关管Qsc3的集电极相连；所述第二功率开关管Qsc2的发射极与第四功率开关管Qsc4的发射极相连；所述第一电容Csc的一端连接至第三功率开关管Qsc3的集电极，另一端连接至第四功率开关管Qsc4的发射极；所述第一电感L一端连接至第一功率开关管Qsc1与第二功率开关管Qsc2桥臂的中点，另一端连接至两绕组高频隔离变压器副边侧绕组的一端。所述两绕组高频隔离变压器原边侧绕组两端接入高频交流母线，副边侧绕组一端接至移相单元第一电感L，另一端连接至移相单元第三、第四功率开关管Qsc3、Qsc4桥臂的中点。所述电能路由结构实现MVAC向LVDC电能转换需AC/DC-DC/AC-AC/DC三个环节，由MVAC向MVDC转换需AC/DC一个环节，由MVDC向LVDC转换需DC/DC-DC/AC-AC/DC三个环节，所需电能转换环节较少。
如图6a所示，MMC结构子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，上、下桥臂对应的子模块之间，基频波动电流if-ua、if-ub、if-uc与if-da、if-db、if-dc相位相反，在横向三个子模块之间，基频波动电流相位呈正序，具有三相对称特性。
如图6b所示，上、下桥臂对应子模块之间，2倍频波动电流i2f-ua、i2f-ub、i2f-uc与i2f-da、i2f-db、i2f-dc相位相同，在横向三个子模块之间，2倍频波动电流相位呈负序，具有三相对称特性，本发明利用高频交流母线为具有三相对称特性的波动电流提供通路及中性点，利用具有三相对称性的波动电流在中性点相互抵消的特性来消除电压波动。
如图7所示，对高频交流母线结构建立等效模型，隔离型高频变压器原边侧子模块电压分别为电uca、ucb、ucc,变压器绕组漏感分别为Lla、Llb、Llc；HFAC电压幅值等效为uN'。由于波动功率具有三相对称特性，能够在HFAC形成的中性点处相互抵消，同时由此产生的桥臂中2倍频循环电流可实现自然消除。
所述电能路由结构实现由中压交流向低压直流进行电能转换需经MMC的AC/DC变换、隔离组合单元的DC/AC变换以及变压器及同步与移相单元形成的AC/DC变换三个环节，由中压交流向中压直流进行电能变换需MMC的AC/DC变换一个环节，由中压直流向低压直流转换需MMC的DC/DC变换、隔离组合单元的DC/AC变换、变压器及同步与移相单元形成的AC/DC变换三个环节。
一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构的控制策略，如图8所示，包括中压变换级的AC/DC转换控制、隔离组合级控制和高频交流母线低压输出端的控制，所述中压变换级AC/DC控制采用闭环控制，所述闭环控制包括直流侧控制和交流侧控制，所述直流侧控制采用直流电压控制或功率环控制，所述交流侧控制包括交流侧电流控制、交流侧电压控制或转矩转速控制；MMC调制方式可采用载波调制方式或阶梯波调制方式，所述隔离组合级控制是对与子模块级联的全桥结构采用给定占空比与频率的同步开环信号控制，所述高频交流母线低压输出端的控制包括电压钳位型端口的同步控制与功率可控型端口的移相控制。
如图9所示为一种具体控制环路：将直流侧输出电压给定值UMdcr减去实际电压输出值UMdc，差值经过PI调节器调制，调制的输出值与输入电流在d轴的分量id作差，再进行PI调节，得到的输出值与输入电压在d轴的分量ud相加后减去输入电流在q轴的分量iq与ωL相乘后的输出值实现对id的前馈解耦；输出电流在q轴分量的给定值iqr减去实际输入电流在q轴的分量iq，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量id与ωL相乘后的输出值实现对iq的前馈解耦；将上述步骤的解耦值经dq/abc变换得到三相调制波uref，三相调制波经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Ssm；所述隔离组合单元的全桥结构采用开环PWM控制，全桥第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2驱动信号互补，第一功率开关管Q1和第三功率开关管Q3驱动信号相同，第二功率开关管Q2和第四功率开关管Q4驱动信号相同，所述所有隔离组合单元中的各全桥结构驱动同步，均为频率为f、占空比D固定为50%的驱动信号；所述高频交流母线同步单元输出端采用同步控制，同步单元全桥采用和隔离组合单元中的全桥相同的开环PWM调制方式，对应开关管驱动信号相同。所述高频交流母线移相单元输出端采用移相控制，移相单元全桥的驱动信号与隔离组合单元中全桥驱动信号存在一个移相角F1，将低压直流输出电压给定值ULdcr减去低压直流输出电压实际值ULdc，经PI调节器得到移相角，经过限幅控制得到控制信号，经PWM调制，得到移相单元全桥结构的驱动信号SSFBL；本发明由于HFAC自身结构特性可以实现MMC桥臂2倍频环流的自然消除，因此不需要设计桥臂2倍频环流抑制策略。
本发明基于MMC的高频交流母线电能路由拓扑结构在MMC子模块后级联由全桥和四绕组变压器形成的隔离组合单元，隔离组合单元中四绕组高频隔离变压器的副边侧绕组并联形成HFAC。HFAC为MMC级对称的波动功率及子模块间不平衡功率提供通路及中性点，波动功率利用其三相对称性实现相互抵消，各子模块通过HFAC实现电压钳位，减小容值需求，提高功率密度。HFAC接入同步与移相单元形成两种直流端口，各端口间进行电能变换所需变换环节较少，且***控制简单。
Claims (8)
1.一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构，其特征在于：包括中压变换级、高频隔离级和低压级；所述中压变换级为三相六桥臂结构的模块化多电平变换器，具有中压交流和直流端口；所述高频隔离级包括全桥结构和四绕组高频隔离变压器，全桥结构级联在子模块之后，四绕组高频隔离变压器原边侧三绕组分别连接三相间横向三个全桥形成隔离组合单元，四绕组高频隔离变压器副边侧并联形成高频交流母线；所述低压级包括两绕组高频隔离变压器、同步单元和移相单元，同步单元为全桥结构，移相单元为电感和全桥结构，同步单元和移相单元均经两绕组高频隔离变压器接入高频交流母线，低压级的输出端分别为电压钳位型和功率可控型低压直流端口。
2.根据权利要求1所述的一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构，其特征在于：所述中压变换级模块化多电平变换器为三相六桥臂结构，每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，三相上桥臂分别包括n个子模块和上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5，三相下桥臂分别包括n个子模块和下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6；所述子模块包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一电容C，所述每相上桥臂第一个子模块的第一功率开关管S1与第二功率开关管S2组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管S2的发射极与下一子模块的第一功率开关管S1的发射极相连；所述上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的一端分别与每相上桥臂的最后一个子模块的第二功率开关管S2的发射极连接，三相上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的另一端分别与每相下半桥臂第一个子模块的第一功率开关管S1的发射极连接；每相下半桥臂子模块的第二功率开关管S2的发射极与下一组子模块的第一功率开关管S1的发射极相连；下半桥臂最后一个子模块的第二功率开关管S2的发射极与中压直流母线的负极相连。
3.根据权利要求1所述的一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构，其特征在于：所述高频隔离级的隔离组合单元包括三个全桥结构和一个四绕组高频隔离变压器，所述全桥结构包括第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4，所述四绕组高频变压器T包括第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4，所述子模块第一功率开关管S1的发射极与第二功率开关管S2的集电极相连；所述子模块第一电容C的一端与第一功率开关管S1的集电极连接，所述子模块第一电容C的另一端与第二功率开关管S2的发射极连接；所述子模块第一功率开关管S1的集电极与全桥第一功率开关管Q1的集电极及第三功率开关管Q3的集电极相连；所述子模块第二功率开关管S2的发射极与全桥第二功率开关管Q2的发射极及第四功率开关管Q4的发射极相连；所述全桥第一功率开关管Q1的发射极与第二功率开关管Q2的集电极相连；所述全桥第三功率开关管Q3的发射极与第四功率开关管Q4的集电极相连；所述第一绕组N1的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中A相全桥结构的第一功率开关管Qa1以及第二功率开关管Qa2所组成的桥臂中点，所述第一绕组N1的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qa3以及第四功率开关管Qa4所组成的桥臂中点；所述第二绕组N2的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中B相全桥结构的第一功率开关管Qb1以及第二功率开关管Qb2所组成的桥臂中点，所述第二绕组N2的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qb3以及第四功率开关管Qb4所组成的桥臂中点；所述第三绕组N3的同名端连接到横向同一位置三个全桥结构中C相全桥结构的第一功率开关管Qc1以及第二功率开关管Qc2所组成的桥臂中点，所述第三绕组N3的异名端连接到该全桥结构第三功率开关管Qc3以及第四功率开关管Qc4所组成的桥臂中点；所述第一、第二、第三绕组位于隔离型四绕组高频变压器的原边侧，第四绕组位于副边侧，原边侧三绕组变比为1：1：1，第四绕组与原边侧三绕组的变比根据应用情况确定；所述所有四绕组高频隔离变压器的第四绕组并联形成高频交流母线。
4.根据权利要求1所述的一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构，其特征在于：所述低压级的同步单元与移相单元经两绕组高频隔离变压器接入高频交流母线形成低压直流端口；所述同步单元包括第一功率开关管Qs1、第二功率开关管Qs2、第三功率开关管Qs3、第四功率开关管Qs4、第一电容Cs，所述第一功率开关管Qs1的发射极与第二功率开关管Qs2的集电极相连；所述第三功率开关管Qs3的发射极与第四功率开关管Qs4的集电极相连；所述第一功率开关管Qs1的集电极与第三功率开关管Qs3的集电极相连；所述第二功率开关管Qs2的发射极与第四功率开关管Qs4的发射极相连；所述第一电容Cs的一端连接至第三功率开关管Qs3的集电极，另一端连接至第四功率开关管Qs4的发射极；
所述两绕组高频隔离变压器原边侧绕组两端接入高频交流母线，副边侧绕组一端接至同步单元第一、第二功率开关管Qs1、Qs2桥臂的中点，另一端连接至第三、第四功率开关管Qs3、Qs4桥臂的中点；所述移相单元包括第一功率开关管Qsc1、第二功率开关管Qsc2、第三功率开关管Qsc3、第四功率开关管Qsc4、第一电感L、第一电容Csc；所述第一功率开关管Qsc1的发射极与第二功率开关管Qsc2的集电极相连；所述第三功率开关管Qsc3的发射极与第四功率开关管Qsc4的集电极相连；所述第一功率开关管Qsc1的集电极与第三功率开关管Qsc3的集电极相连；所述第二功率开关管Qsc2的发射极与第四功率开关管Qsc4的发射极相连；所述第一电容Csc的一端连接至第三功率开关管Qsc3的集电极，另一端连接至第四功率开关管Qsc4的发射极；所述第一电感L一端连接至第一功率开关管Qsc1与第二功率开关管Qsc2桥臂的中点，另一端连接至两绕组高频隔离变压器副边侧绕组的一端；所述两绕组高频隔离变压器原边侧绕组两端接入高频交流母线，副边侧绕组一端接至移相单元第一电感L，另一端连接至移相单元第三、第四功率开关管Qsc3、Qsc4桥臂的中点。
5.根据权利要求1所述的一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构，其特征在于：所述模块化多电平变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频、2倍频分量，MMC中上、下桥臂对应子模块的波动电流中基频分量if-ua、if-ub、if-uc与if-da、if1-db、if-dc相位相反，2倍频分量i2f-ua、i2f-ub、i2f-uc与i2f-da、i2f-db、i2f-dc相位相同，三相对应的子模块之间，基频分量呈正序，2倍频分量呈负序，具有三相对称特性；对高频交流母线结构建立等效模型，高频交流母线输入侧等效为三相受控电流源并联电容，变压器原边侧绕组漏感分别为Lla、Llb、Llc；副边侧及HFAC低压侧的电抗等效为Zreq；高频交流母线通过隔离组合单元为MMC三相子模块波动功率提供流动通道并等效为中性点，由于波动功率具有三相对称性，能够在高频交流母线处相互抵消，同时桥臂中2倍频循环电流实现自然消除。
6.一种权利要求1～5任一权利要求所述的基于MMC的高频交流母线电能路由结构的控制策略，其特征在于：包括中压变换级AC/DC转换控制、高频隔离级控制和高频交流母线低压输出端的控制；所述中压变换级AC/DC转换控制为采用闭环控制实现MMC的交直流变换，所述闭环控制包括直流侧控制和交流侧控制，所述直流侧控制采用直流电压控制或功率环控制，所述交流侧控制包括交流侧电流控制、交流侧电压控制或转矩转速控制； MMC调制方式采用载波调制方式或阶梯波调制方式，所述高频隔离级控制是对子模块级联的全桥结构采用给定占空比与频率的同步开环信号控制，所述高频交流母线低压输出端的控制包括电压钳位端口的同步控制与功率可控端口的移相控制。
7.根据权利要求6所述的一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构的控制策略，其特征在于：所述高频隔离级控制的具体方法为隔离组合单元的全桥结构中第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2驱动信号互补，第一功率开关管Q1和第三功率开关管Q3驱动信号相同，第二功率开关管Q2和第四功率开关管Q4驱动信号相同，所述所有隔离组合单元中的各全桥结构驱动同步，均为频率为f、占空比D为50%的驱动信号，均采用开环PWM调制。
8.根据权利要求6所述的一种基于MMC的高频交流母线电能路由结构的控制策略，其特征在于：所述高频交流母线低压输出端的控制方案包括：
1）电压钳位型端口的同步单元采用同步控制，同步单元全桥采用和隔离组合单元中的全桥相同的开环PWM调制方式；
2）功率可控型端口的移相单元采用移相控制，移相单元全桥的驱动信号与隔离组合单元中全桥驱动信号存在一个移相角j，将低压直流输出电压给定值ULdcr减去低压直流输出电压实际值ULdc，经PI调节器得到移相角j，经过限幅控制得到控制信号，经PWM调制，得到移相单元全桥结构的驱动信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111354705.XA CN113938038B (zh) | 2021-11-16 | 2021-11-16 | 一种基于mmc的高频交流母线电能路由结构及控制策略 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111354705.XA CN113938038B (zh) | 2021-11-16 | 2021-11-16 | 一种基于mmc的高频交流母线电能路由结构及控制策略 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113938038A true CN113938038A (zh) | 2022-01-14 |
| CN113938038B CN113938038B (zh) | 2024-04-12 |
Family
ID=79286760
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202111354705.XA Active CN113938038B (zh) | 2021-11-16 | 2021-11-16 | 一种基于mmc的高频交流母线电能路由结构及控制策略 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN113938038B (zh) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115276434A (zh) * | 2022-01-28 | 2022-11-01 | 昆明理工大学 | 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法 |
| CN117748953A (zh) * | 2024-01-17 | 2024-03-22 | 山东艾诺智能仪器有限公司 | 一种大功率高频四象限电源及其控制方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112234838A (zh) * | 2020-09-11 | 2021-01-15 | 燕山大学 | 一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑及控制策略 |
| CN112271746A (zh) * | 2020-09-11 | 2021-01-26 | 燕山大学 | 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略 |
| WO2021027046A1 (zh) * | 2019-08-12 | 2021-02-18 | 上海交通大学 | 具备交直流故障不间断运行能力的固态变压器及控制方法 |
| CN113037117A (zh) * | 2021-04-27 | 2021-06-25 | 燕山大学 | 一种基于四有源桥的mmc-sst拓扑及控制方法 |
-
2021
- 2021-11-16 CN CN202111354705.XA patent/CN113938038B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021027046A1 (zh) * | 2019-08-12 | 2021-02-18 | 上海交通大学 | 具备交直流故障不间断运行能力的固态变压器及控制方法 |
| CN112234838A (zh) * | 2020-09-11 | 2021-01-15 | 燕山大学 | 一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑及控制策略 |
| CN112271746A (zh) * | 2020-09-11 | 2021-01-26 | 燕山大学 | 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略 |
| CN113037117A (zh) * | 2021-04-27 | 2021-06-25 | 燕山大学 | 一种基于四有源桥的mmc-sst拓扑及控制方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 孟春城;高晗璎;: "基于模块化多电平变流器的STATCOM的研究", 电力电子技术, no. 11 * |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115276434A (zh) * | 2022-01-28 | 2022-11-01 | 昆明理工大学 | 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法 |
| CN115276434B (zh) * | 2022-01-28 | 2024-04-26 | 昆明理工大学 | 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法 |
| CN117748953A (zh) * | 2024-01-17 | 2024-03-22 | 山东艾诺智能仪器有限公司 | 一种大功率高频四象限电源及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN113938038B (zh) | 2024-04-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11431263B2 (en) | Solid-state transformer having uninterrupted operation ability under AC/DC fault and control method thereof | |
| US9960666B2 (en) | Four-port power electronic transformer based on hybrid modular multilevel converter | |
| CN108832825B (zh) | 一种高功率密度的多端口电力电子变压器拓扑 | |
| Cougo et al. | PD modulation scheme for three-phase parallel multilevel inverters | |
| CN110798074B (zh) | 一种级联型单相交流转直流隔离变换器 | |
| CN113037117B (zh) | 一种基于四有源桥的mmc-sst拓扑及控制方法 | |
| CN111682787A (zh) | 基于隔离变换器模块的单级式三相交直流变换器及方法 | |
| CN104836424A (zh) | 具有级联模块电压自动平衡电路的能量路由器 | |
| CN113938038B (zh) | 一种基于mmc的高频交流母线电能路由结构及控制策略 | |
| CN110165896B (zh) | 一种基于集中式多绕组变压器的直流变压器及控制方法 | |
| CN112271746B (zh) | 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略 | |
| CN111900884A (zh) | 一种直流配网的电力电子变压设备及其控制方法 | |
| CN113346764A (zh) | 一种基于高频磁耦合模块的中压变流器拓扑结构 | |
| Hausmann et al. | Three-phase multilevel bidirectional DC-AC converter using three-phase coupled inductors | |
| CN113078829A (zh) | 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法 | |
| CN206023611U (zh) | 高频隔离式五电平逆变器 | |
| Chen et al. | Advanced modulation for the active-bridge-active-clamp (ABAC) converter | |
| CN111817412A (zh) | 一种基于串联数字化稳压器的中高压充电***控制方法 | |
| CN115632562A (zh) | 基于mmc子模块桥臂复用的固态变压器拓扑及调制方法 | |
| CN113659608B (zh) | 一种隔离级同步调制的混合多电平sst拓扑及控制方法 | |
| CN115765514A (zh) | 一种可双向变换的三相隔离型变换器及其控制方法 | |
| CN105846705B (zh) | 高频隔离式五电平逆变器 | |
| Mihalache et al. | A new three-phase hybrid five-level inverter with reduced number of high-frequency switching devices | |
| CN114221556B (zh) | 交直流混联多端口电能路由器及其控制方法 | |
| CN113890379B (zh) | 一种用于中压直流***的直流固态变压器及其控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |