CN113872432A - 一种功率因数校正变换器及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本公开提供了一种功率因数校正变换器及控制方法，包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，谐振隔离模块包括谐振电路、变压器以及第二整流电路，电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，谐振电路包括第一谐振电容、第二谐振电容以及开关管电路；由第一谐振电容、第二谐振电容、泵电容以及母线电容组成降压回路，用于降低母线电压，仅需增加一个谐振电容即可使功率因数校正变换器能够在宽输入电压范围实现PFC功能，避免了使用多个开关管和电容导致的电路控制复杂程度较高的问题，同时通过采集输出电流，将输出电流与预设基准电流进行比较，生成开关驱动信号，根据开关驱动信号控制开关管的工作频率，采用简单的控制方法保证了电路的稳定工作。
Description
技术领域
本公开涉及电力电子技术领域，具体而言，涉及一种功率因数校正变换器及控制方法。
背景技术
目前，随着电子技术的不断发展，开关电源被广泛应用于大至电网***，小至液晶电视、计算机、集成电子电路等领域中，由于开关电源是一种电容输入型电路，电流与电压之间的相位差会造成交换功率的损失，降低用电效能，因此，为了提升开关电源的功率因数进而提升其用电效率，功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)设备成为了开关电源的一种必备设备，功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值，功率因数可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因数值越大，代表其电力利用率越高。
在现有的电荷泵功率因数校正变换器中，为了拓宽输入电压范围，使功率因数校正变换器可以在较宽的输入电压范围内实现PFC功能，往往采用多个开关管和电容，组成泵电容网络结构，但是由于使用了多个开关管和电容，每个开关管都需要相应的控制，往往导致电路复杂程度较高降低了电路可靠性，并且电路的成本较高。
发明内容
本公开实施例至少提供一种功率因数校正变换器及控制方法，可以减少功率因数校正变换器中开关管与电容的使用，降低电路复杂程度进而提升电路可靠性，同时节约生产成本。
本公开实施例提供了一种功率因数校正变换器及控制方法，所述功率因数校正变换器包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，所述谐振隔离模块包括谐振电路、变压器以及第二整流电路，所述电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，所述谐振电路包括第一谐振电容、第二谐振电容以及开关管电路；
所述电荷泵模块的输入端与电压源连接，所述电荷泵模块的输出端与所述谐振隔离模块的一端连接，所述谐振隔离模块的另一端与负载连接，所述第二整流电路的一端与所述变压器的副边绕组连接，所述第二整流电路的另一端与负载连接；
所述泵电容的一端与所述第一整流电路的负输入端连接，所述泵电容的另一端与所述第一整流电路的负输出端连接；
所述第一谐振电容的一端与所述第一整流电路的负输入端连接，所述第一谐振电容的另一端与所述变压器的原边绕组的一端连接；
所述第二谐振电容的一端与所述第一整流电路的正输出端连接，所述第二谐振电容的另一端连接至所述变压器的原边绕组的一端；
所述开关管电路连接在所述第一整流电路的正输出端以及所述第一整流电路的负输出端之间，并且与所述变压器连接。
一种可选的实施方式中，所述开关管电路包括第一开关管以及第二开关管；
所述第一开关管的漏极与所述电荷泵模块的正输出端连接；
所述第二开关管的漏极与所述第一开关管的源极连接，所述第二开关管的源极与所述第一整流电路的负输出端连接。
一种可选的实施方式中，所述谐振电路还包括谐振电感；
所述谐振电感的一端与所述变压器的原边绕组的一端连接，所述谐振电感的另一端与所述第一开关管的源极连接。
一种可选的实施方式中，所述电荷泵模块还包括母线电容；
所述母线电容的一端与所述第一整流电路的正输出端连接，所述母线电容的另一端与所述第一整流电路的负输出端连接；
所述第一谐振电容、第二谐振电容、所述泵电容以及所述母线电容组成降压回路，用于降低母线电压。
一种可选的实施方式中，所述第一整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管；
所述第一二极管的阳极与所述第四二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极连接；
所述第三二极管的阴极与所述第二二极管的阳极连接，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接；
所述第二二极管的阴极作为所述第一整流电路的正输出端，所述第三二极管的阳极作为所述第一整流电路的负输出端；
所述第一二极管的阳极作为所述第一整流电路的正输入端，所述第三二极管的阴极作为所述第一整流电路的负输入端。
一种可选的实施方式中，所述第二整流电路包括第五二极管、第六二极管；
所述第五二极管的阳极与所述变压器的副边绕组的一端连接，所述第五二极管的阴极与负载连接；
所述第六二极管的阳极与所述变压器的副边绕组的另一端连接，所述第六二极管的阴极与所述第五二极管的阴极连接。
一种可选的实施方式中，所述谐振隔离模块还包括输出母线电容；
所述输出母线电容的一端与负载的一端连接，所述输出母线电容的另一端与负载的另一端连接。
一种可选的实施方式中，所述第二开关管的源极接地。
一种可选的实施方式中，所述第二整流电路接地。
本公开实施例还提供一种功率因数校正变换器的控制方法，所述方法包括：
采集所述功率因数校正变换器的输出电流；
将所述输出电流与预设基准电流进行比较，生成开关驱动信号；
根据所述开关驱动信号控制第一开关管以及第二开关管的工作频率。
本公开实施例还提供一种电子设备，包括：处理器、存储器和总线，所述存储器存储有所述处理器可执行的机器可读指令，当电子设备运行时，所述处理器与所述存储器之间通过总线通信，所述机器可读指令被所述处理器执行时执行上述功率因数校正变换器的控制方法。
本公开实施例还提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器运行时执行上述功率因数校正变换器的控制方法。
本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器及控制方法，功率因数校正变换器包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，谐振隔离模块包括谐振电路以及变压器，电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，谐振电路包括第一谐振电容以及第二谐振电容，由第一谐振电容、第二谐振电容、泵电容以及母线电容组成降压回路，用于降低母线电压，仅需增加一个谐振电容即可使功率因数校正变换器能够在宽输入电压范围实现PFC功能，避免了使用多个开关管和电容导致的电路控制复杂程度较高的问题，同时功率因数校正变换器通过采集功率因数校正变换器的输出电流，将输出电流与预设基准电流进行比较，生成开关驱动信号，根据开关驱动信号控制第一开关管以及第二开关管的工作频率，采用简单的控制方法保证了电路的稳定工作。
为使本公开的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
为了更清楚地说明本公开实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，此处的附图被并入说明书中并构成本说明书中的一部分，这些附图示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于说明本公开的技术方案。应当理解，以下附图仅示出了本公开的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1示出了本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器的结构示意图之一；
图2示出了本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器的结构示意图之二；
图3示出了本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器的结构示意图之三；
图4示出了本公开实施例所提供的一种功率因数校正变换器的结构示意图之四；
图5示出了本公开实施例提供的功率因数校正变换器的控制方法的流程图；
图6示出了本公开实施例所提供的当输入电流为90V时功率因数校正变换器的输出电流与输入电流波形图；
图7示出了本公开实施例所提供的当输入电流为120V时功率因数校正变换器的输出电流与输入电流波形图；
图8示出了本公开实施例所提供的当输入电流为144V时功率因数校正变换器的输出电流与输入电流波形图；
图9示出了本公开实施例所提供的当输入电流为198V时功率因数校正变换器的输出电流与输入电流波形图；
图10示出了本公开实施例所提供的当输入电流为220V时功率因数校正变换器的输出电流与输入电流波形图；
图11示出了本公开实施例所提供的当输入电流为264V时功率因数校正变换器的输出电流与输入电流波形图。
图示说明：100-功率因数校正变换器；110-电荷泵模块；111-第一整流电路；1111-第一二极管；1112-第二二极管；1113-第三二极管；1114-第四二极管；112-泵电容；113-母线电容；120-谐振隔离模块；121-谐振电路；1211-第一谐振电容；1212第二谐振电容；1213-开关管电路；1214-第一开关管；1215-第二开关管；1216-谐振电感；122-变压器；123-第二整流电路；1231-第五二极管；1232-第六二极管；1233-输出母线电容。
具体实施方式
为使本公开实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本公开实施例中附图，对本公开实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本公开实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本公开的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本公开的范围，而是仅仅表示本公开的选定实施例。基于本公开的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
本文中术语“和/或”，仅仅是描述一种关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中术语“至少一种”表示多种中的任意一种或多种中的至少两种的任意组合，例如，包括A、B、C中的至少一种，可以表示包括从A、B和C构成的集合中选择的任意一个或多个元素。
经研究发现，在现有的电荷泵功率因数校正变换器中，为了拓宽输入电压范围，使功率因数校正变换器可以在较宽的输入电压范围内实现PFC功能，往往采用多个开关管和电容，组成泵电容网络结构，但是由于使用了多个开关管和电容，每个开关管都需要相应的控制，往往导致电路复杂程度较高降低了电路可靠性，并且电路的成本较高。
基于上述研究，本公开提供了一种功率因数校正变换器及控制方法，功率因数校正变换器包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，谐振隔离模块包括谐振电路以及变压器，电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，谐振电路包括第一谐振电容以及第二谐振电容，由第一谐振电容、第二谐振电容、泵电容以及母线电容组成降压回路，用于降低母线电压，仅需增加一个谐振电容即可使功率因数校正变换器能够在宽输入电压范围实现PFC功能，避免了使用多个开关管和电容导致的电路控制复杂程度较高的问题，同时功率因数校正变换器通过采集功率因数校正变换器的输出电流，将输出电流与预设基准电流进行比较，生成开关驱动信号，根据开关驱动信号控制第一开关管以及第二开关管的工作频率，采用简单的控制方法保证了电路的稳定工作。
为便于对本实施例进行理解，首先对本公开实施例所公开的一种功率因数校正变换器进行详细介绍。
参见图1所示，为本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器100的结构示意图之一。
功率因数校正变换器100包括电荷泵模块110以及谐振隔离模块120，谐振隔离模块120包括谐振电路121、变压器122以及第二整流电路123，电荷泵模块110包括第一整流电路111以及泵电容112，谐振电路121包括第一谐振电容1211、第二谐振电容1212以及开关管电路1213。
电荷泵模块110的输入端与电压源连接，电荷泵模块110的输出端与谐振隔离模块120的一端连接，谐振隔离模块120的另一端与负载连接；泵电容112的一端与第一整流电路111的负输入端A2连接，泵电容112的另一端与第一整流电路111的负输出端B2连接；第一谐振电容1211的一端与第一整流电路111的负输入端A2连接，第一谐振电容1211的另一端与变压器122的原边绕组N1的一端连接；第二谐振电容1212的一端与第一整流电路111的正输出端B1连接，第二谐振电容1212的另一端连接至变压器122的原边绕组N1的一端。第二整流电路123的一端与变压器122的副边绕组N2连接，第二整流电路123的另一端与负载连接，所述开关管电路1213连接在所述第一整流电路111的正输出端B1以及所述第一整流电路111的负输出端B2之间，并且与所述变压器122连接。
这里，本申请实施例提供的功率因数校正变换器100可以为一种电荷泵功率因数校正变换器，通过注入高频谐振电流为泵电容112充放电，构成电荷泵PFC结构。
其中，第一整流电路111的正输入端A1作为电荷泵模块110的正输入端，第一整流电路111的负输入端A2作为电荷泵模块110的负输入端；第一整流电路111的正输出端B1与第一整流电路111的负输出端B2作为电荷泵模块110的输出端。
作为一种可能的实施方式，电压源的输入电压值的范围可以为90V～264V。
优选的，第二整流电路123可以为半桥整流电路。
本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器，功率因数校正变换器包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，谐振隔离模块包括谐振电路以及变压器，电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，谐振电路包括第一谐振电容以及第二谐振电容，由第一谐振电容、第二谐振电容、泵电容以及母线电容组成降压回路，用于降低母线电压，仅需增加一个谐振电容即可使功率因数校正变换器能够在宽输入电压范围实现PFC功能，避免了使用多个开关管和电容导致的电路控制复杂程度较高的问题。
参见图2所示，为本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器100的结构示意图之二。
功率因数校正变换器100包括电荷泵模块110以及谐振隔离模块120，谐振隔离模块120包括谐振电路121、变压器122以及第二整流电路123，电荷泵模块110包括第一整流电路111以及泵电容112，谐振电路121包括第一谐振电容1211、第二谐振电容1212以及开关管电路1213。开关管电路1213包括第一开关管1214以及第二开关管1215。电荷泵模块110还包括母线电容113。
第一开关管1214的漏极D1与电荷泵模块110的正输出端B1连接；第二开关管1215的漏极D2与第一开关管1214的源极S1连接，第二开关管1215的源极S2与第一整流电路111的负输出端B2连接。母线电容113的一端与第一整流电路111的正输出端B1连接，母线电容113的另一端与第一整流电路111的负输出端B2连接。
这里，通过第一谐振电容1211、第二谐振电容1212、泵电容112以及母线电容113共同形成一条电容回路，作为降压回路，用于降低母线电压，使功率因数校正变换器100可以在宽电压输入范围内实现PFC功能。
其中，第二开关管1215的源极S2接地。第一开关管1214以及第二开关管1215分别通过施加于第一开关管1214的栅极G1以及第二开关管1215的栅极G2的驱动电压，控制第一开关管1214以及第二开关管1215的导通与关断。
作为一种可能的实施方式，第一开关管1214以及第二开关管1215可以采用N沟道金属-氧化层半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor,MOSFET)。
这里，第一谐振电容1211、第二谐振电容1212、泵电容112以及母线电容113的电容容量大小可以根据实际情况进行设置，在此不作具体限制。
参见图3所示，为本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器100的结构示意图之三。
功率因数校正变换器100包括电荷泵模块110以及谐振隔离模块120，谐振隔离模块120包括谐振电路121、变压器122以及第二整流电路123，电荷泵模块110包括第一整流电路111以及泵电容112，谐振电路121包括第一谐振电容1211、第二谐振电容1212以及开关管电路1213。开关管电路1213包括第一开关管1214以及第二开关管1215。电荷泵模块110还包括母线电容113。谐振电路121还包括谐振电感1216。
谐振电感1216的一端与变压器122的原边绕组N1的一端连接，谐振电感1216的另一端与第一开关管1214的源极S1连接。
这里，由于第二谐振电容1212所在的谐振回路存储了母线的部分能量，这就要求变压器122的匝比进一步减小，这样会造成变压器122的匝数增多，进而导致变压器122体积增大，作为一种可能的实施方式，变压器122可以采用磁集成技术，将谐振电感1216与变压器122进行集成，可以节约谐振电感1216的体积，并且采用磁集成技术将谐振电感1216与变压器122进行集成，可以考虑不用额外开气隙，减少了变压器122的原边N1以及副边N2的匝数，进一步减小了变压器122的体积。
其中，谐振电感1216的大小可以根据实际情况进行选择，在此不作具体限制。
参见图4所示，为本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器100的结构示意图之四。
功率因数校正变换器100包括电荷泵模块110以及谐振隔离模块120，谐振隔离模块120包括谐振电路121、变压器122以及第二整流电路123，电荷泵模块110包括第一整流电路111以及泵电容112，谐振电路121包括第一谐振电容1211以及第二谐振电容1212。开关管电路1213包括第一开关管1214、第二开关管1215以及开关管电路1213。电荷泵模块110还包括母线电容113。谐振电路121还包括谐振电感1216。第一整流电路111包括第一二极管1111、第二二极管1112、第三二极管1113以及第四二极管1114；第二整流电路123包括第五二极管1231、第六二极管1232以及输出母线电容1233。
第一二极管1111的阳极与第四二极管1114的阴极连接，第一二极管1111的阴极与第二二极管1112的阴极连接；第三二极管1113的阴极与第二二极管1112的阳极连接，第三二极管1113的阳极与第四二极管1114的阳极连接。第五二极管1231的阳极与变压器122的副边绕组的一端连接，第五二极管1231的阴极与负载连接；第六二极管1232的阳极与变压器122的副边绕组的另一端连接，第六二极管1232的阴极与第五二极管1231的阴极连接。输出母线电容1233的一端与负载的一端连接，输出母线电容1233的另一端与负载的另一端连接。
其中，第一二极管1111、第二二极管1112、第三二极管1113、第四二极管1114以及泵电容112构成了基本电荷泵结构。
这里，变压器122的副边绕组可以包括两个绕组，分别为绕组N2与绕组N3，绕组N2与绕组N3连接，且绕组N2的同名端与变压器122的原边绕组N1同名端方向相同，绕组N2的同名端与变压器122的原边绕组N1同名端方向相反。第五二极管1231的阳极与变压器122的副边绕组N2的一端连接，第六二极管1232的阳极与变压器122的副边绕组N3的一端连接，绕组N2与绕组N3连接的一端与负载的一端连接后接地。
其中，第二二极管1112的阴极作为第一整流电路111的正输出端B1，第三二极管1113的阳极作为第一整流电路111的负输出端B2；第一二极管1111的阳极作为第一整流电路111的正输入端A1，第三二极管1113的阴极作为第一整流电路111的负输入端A2。
这样，通过对负载两端的副边输出电压的采样检测，并将采集到的输出电压与预设基准电压进行比较，可以生成控制第一开关管1214以及第二开关管1215导通与关断的驱动信号，作用于第一开关管1214的栅极G1以及第二开关管1215的栅极G2，以控制第一开关管1214以及第二开关管1215的导通与关断状态，进而改变第一开关管1214以及第二开关管1215的工作频率，使功率因数校正变换器100可以稳定工作。
本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器，功率因数校正变换器包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，谐振隔离模块包括谐振电路以及变压器，电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，谐振电路包括第一谐振电容以及第二谐振电容，由第一谐振电容、第二谐振电容、泵电容以及母线电容组成降压回路，用于降低母线电压，仅需增加一个谐振电容即可使功率因数校正变换器能够在宽输入电压范围实现PFC功能，避免了使用多个开关管和电容导致的电路控制复杂程度较高的问题。
本公开实施例还提供一种功率因数校正变换器的控制方法，可以应用于如图1至图4任一所述的功率因数校正变换器100，参见图5所示，为本公开实施例提供的功率因数校正变换器100的控制方法的流程图，所述方法包括步骤S101～S103，其中：
S101、采集所述功率因数校正变换器100的输出电流。
S102、将所述输出电流与预设基准电流进行比较，生成开关驱动信号。
S103、根据所述开关驱动信号控制第一开关管1214以及第二开关管1215的工作频率。
作为一种可能的实施方式，搭建额定工作点为40W/1A的功率因数校正变换器电路。
参见图6所示，为本公开实施例提供的当输入电流为90V时功率因数校正变换器100的输出电流与输入电流波形图。
这里，当输入电压为90V时，输出电流纹波为0.7％；功率因数为0.951。
参见图7所示，为本公开实施例提供的当输入电流为120V时的功率因数校正变换器100的输出电流与输入电流波形图。
这里，当输入电压为120V时，输出电流纹波为0.8％；功率因数为0.967。
参见图8所示，为本公开实施例提供的当输入电流为144V时功率因数校正变换器100的输出电流与输入电流波形图。
这里，当输入电压为144V时，输出电流纹波为1.3％；功率因数为0.974。
参见图9所示，为本公开实施例提供的当输入电流为198V时功率因数校正变换器100的输出电流与输入电流波形图。
这里，当输入电压为198V时，输出电流纹波为2.1％；功率因数为0.999。
参见图10所示，为本公开实施例提供的当输入电流为220V时功率因数校正变换器100的输出电流与输入电流波形图。
这里，当输入电压为220V时，输出电流纹波为2.3％；功率因数为0.998。
参见图11所示，为本公开实施例提供的当输入电流为264V时功率因数校正变换器100的输出电流与输入电流波形图。
这里，当输入电压为264V时，输出电流纹波为2.4％；功率因数为0.984。
本公开实施例提供的一种功率因数校正变换器的控制方法，应用于包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，谐振隔离模块包括谐振电路以及变压器的功率因数校正变换器，电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，谐振电路包括第一谐振电容以及第二谐振电容，由第一谐振电容、第二谐振电容、泵电容以及母线电容组成降压回路，采集所述功率因数校正变换器的输出电流，将所述输出电流与预设基准电流进行比较，生成开关驱动信号，根据所述开关驱动信号控制第一开关管以及第二开关管的工作频率。使电路稳定工作在低输出电流纹波，宽输入电压范围状态下。
本领域技术人员可以理解，在具体实施方式的上述方法中，各步骤的撰写顺序并不意味着严格的执行顺序而对实施过程构成任何限定，各步骤的具体执行顺序应当以其功能和可能的内在逻辑确定。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的***的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。在本公开所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的***和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，又例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些通信接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本公开各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个处理器可执行的非易失的计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本公开的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本公开各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-OnlyMemory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本公开的具体实施方式，用以说明本公开的技术方案，而非对其限制，本公开的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本公开进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本公开揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本公开实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本公开的保护范围之内。因此，本公开的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。
Claims (10)
1.一种功率因数校正变换器，其特征在于，所述功率因数校正变换器包括电荷泵模块以及谐振隔离模块，所述谐振隔离模块包括谐振电路、变压器以及第二整流电路，所述电荷泵模块包括第一整流电路以及泵电容，所述谐振电路包括第一谐振电容、第二谐振电容以及开关管电路；
所述电荷泵模块的输入端与电压源连接，所述电荷泵模块的输出端与所述谐振隔离模块的一端连接，所述谐振隔离模块的另一端与负载连接，所述第二整流电路的一端与所述变压器的副边绕组连接，所述第二整流电路的另一端与负载连接；
所述泵电容的一端与所述第一整流电路的负输入端连接，所述泵电容的另一端与所述第一整流电路的负输出端连接；
所述第一谐振电容的一端与所述第一整流电路的负输入端连接，所述第一谐振电容的另一端与所述变压器的原边绕组的一端连接；
所述第二谐振电容的一端与所述第一整流电路的正输出端连接，所述第二谐振电容的另一端连接至所述变压器的原边绕组的一端；
所述开关管电路连接在所述第一整流电路的正输出端以及所述第一整流电路的负输出端之间，并且与所述变压器连接。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述开关管电路包括第一开关管以及第二开关管；
所述第一开关管的漏极与所述电荷泵模块的正输出端连接；
所述第二开关管的漏极与所述第一开关管的源极连接，所述第二开关管的源极与所述第一整流电路的负输出端连接。
3.根据权利要求2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述谐振电路还包括谐振电感；
所述谐振电感的一端与所述变压器的原边绕组的一端连接，所述谐振电感的另一端与所述第一开关管的源极连接。
4.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述电荷泵模块还包括母线电容；
所述母线电容的一端与所述第一整流电路的正输出端连接，所述母线电容的另一端与所述第一整流电路的负输出端连接；
所述第一谐振电容、第二谐振电容、所述泵电容以及所述母线电容组成降压回路，用于降低母线电压。
5.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管；
所述第一二极管的阳极与所述第四二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极连接；
所述第三二极管的阴极与所述第二二极管的阳极连接，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接；
所述第二二极管的阴极作为所述第一整流电路的正输出端，所述第三二极管的阳极作为所述第一整流电路的负输出端；
所述第一二极管的阳极作为所述第一整流电路的正输入端，所述第三二极管的阴极作为所述第一整流电路的负输入端。
6.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述第二整流电路包括第五二极管、第六二极管；
所述第五二极管的阳极与所述变压器的副边绕组的一端连接，所述第五二极管的阴极与负载连接；
所述第六二极管的阳极与所述变压器的副边绕组的另一端连接，所述第六二极管的阴极与所述第五二极管的阴极连接。
7.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述第二整流电路还包括输出母线电容；
所述输出母线电容的一端与负载的一端连接，所述输出母线电容的另一端与负载的另一端连接。
8.根据权利要求2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述第二开关管的源极接地。
9.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，
所述第二整流电路接地。
10.一种功率因数校正变换器的控制方法，应用于如权利要求1-9任一所述的功率因数校正变换器，其特征在于，包括：
采集所述功率因数校正变换器的输出电流；
将所述输出电流与预设基准电流进行比较，生成开关驱动信号；
根据所述开关驱动信号控制第一开关管以及第二开关管的工作频率。
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Citations (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5223767A (en) * | 1991-11-22 | 1993-06-29 | U.S. Philips Corporation | Low harmonic compact fluorescent lamp ballast |
| US5488269A (en) * | 1995-02-10 | 1996-01-30 | General Electric Company | Multi-resonant boost high power factor circuit |
| JP2000021594A (ja) * | 1998-06-30 | 2000-01-21 | Dong Il Technol Ltd | 圧電素子を用いた安定器および力率補償回路 |
| US6642670B2 (en) * | 2001-10-12 | 2003-11-04 | Delta Electronics, Inc. | Ballast converter with power factor and current crest factor correction |
| WO2007065815A1 (de) * | 2005-12-07 | 2007-06-14 | Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben mindestens einer led |
| CN101257255A (zh) * | 2007-12-25 | 2008-09-03 | 南京航空航天大学 | 适合于llc谐振系列拓扑磁集成变换器 |
| CN101692397A (zh) * | 2009-08-25 | 2010-04-07 | 中国电子科技集团公司第十四研究所 | 新型高功率磁集成元件及其制备方法 |
| US20110006700A1 (en) * | 2007-02-25 | 2011-01-13 | Osram Gesellschaft Mit Beschraenkter Haftung | Charge pump electronic ballast for use with low input voltage |
| CN101969267A (zh) * | 2010-09-20 | 2011-02-09 | 中国电子科技集团公司第五十八研究所 | 一种兆赫兹级全桥软开关变换器 |
| WO2011022718A2 (en) * | 2009-08-21 | 2011-02-24 | Osram Sylvania Inc. | Resonant inverter with sleep circuit |
| CN102611315A (zh) * | 2012-03-22 | 2012-07-25 | 华为技术有限公司 | 一种谐振转换电路 |
| CN103595367A (zh) * | 2013-11-07 | 2014-02-19 | 华为技术有限公司 | 一种磁集成器件及一种功率转换电路 |
| CN103683964A (zh) * | 2013-12-20 | 2014-03-26 | 华为技术有限公司 | 谐振式双向变换器及不间断电源装置、及控制方法 |
| CN103762846A (zh) * | 2014-01-27 | 2014-04-30 | 陶顺祝 | 一种磁集成谐振变换器 |
| WO2015143612A1 (en) * | 2014-03-24 | 2015-10-01 | Redisem Ltd. | Power converter circuit and method thereof |
| US20160205733A1 (en) * | 2015-01-12 | 2016-07-14 | Technical Consumer Products, Inc. | Low-cost dimming driver circuit with improved power factor |
| CN106057433A (zh) * | 2016-06-28 | 2016-10-26 | 华为技术有限公司 | 磁集成器件、n相llc谐振转换电路和电源转换装置 |
| CN206118104U (zh) * | 2016-08-31 | 2017-04-19 | 吴江华能电子有限公司 | 一种基于双充电泵电路的led驱动电路 |
| CN106936320A (zh) * | 2017-05-11 | 2017-07-07 | 辽宁工程技术大学 | 一种交错并联磁集成双向全桥llc谐振变换器 |
| WO2017117723A1 (en) * | 2016-01-05 | 2017-07-13 | Tridonic Gmbh & Co. Kg | Two-stage charge pump for led drivers |
| CN110495253A (zh) * | 2017-01-26 | 2019-11-22 | 红色半导体公司 | 电源转换器电路 |
| US20210136894A1 (en) * | 2017-03-16 | 2021-05-06 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Driver with charge pump circuit |
| CN213213321U (zh) * | 2020-09-21 | 2021-05-14 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 电源转换电路 |
| CN112803747A (zh) * | 2021-01-06 | 2021-05-14 | 西南交通大学 | 一种高功率因数低输出纹波无源功率因数校正变换器 |
-
2021
- 2021-11-17 CN CN202111374720.0A patent/CN113872432A/zh active Pending
Patent Citations (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5223767A (en) * | 1991-11-22 | 1993-06-29 | U.S. Philips Corporation | Low harmonic compact fluorescent lamp ballast |
| US5488269A (en) * | 1995-02-10 | 1996-01-30 | General Electric Company | Multi-resonant boost high power factor circuit |
| JP2000021594A (ja) * | 1998-06-30 | 2000-01-21 | Dong Il Technol Ltd | 圧電素子を用いた安定器および力率補償回路 |
| US6642670B2 (en) * | 2001-10-12 | 2003-11-04 | Delta Electronics, Inc. | Ballast converter with power factor and current crest factor correction |
| WO2007065815A1 (de) * | 2005-12-07 | 2007-06-14 | Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben mindestens einer led |
| US20110006700A1 (en) * | 2007-02-25 | 2011-01-13 | Osram Gesellschaft Mit Beschraenkter Haftung | Charge pump electronic ballast for use with low input voltage |
| CN101257255A (zh) * | 2007-12-25 | 2008-09-03 | 南京航空航天大学 | 适合于llc谐振系列拓扑磁集成变换器 |
| WO2011022718A2 (en) * | 2009-08-21 | 2011-02-24 | Osram Sylvania Inc. | Resonant inverter with sleep circuit |
| CN101692397A (zh) * | 2009-08-25 | 2010-04-07 | 中国电子科技集团公司第十四研究所 | 新型高功率磁集成元件及其制备方法 |
| CN101969267A (zh) * | 2010-09-20 | 2011-02-09 | 中国电子科技集团公司第五十八研究所 | 一种兆赫兹级全桥软开关变换器 |
| CN102611315A (zh) * | 2012-03-22 | 2012-07-25 | 华为技术有限公司 | 一种谐振转换电路 |
| CN103595367A (zh) * | 2013-11-07 | 2014-02-19 | 华为技术有限公司 | 一种磁集成器件及一种功率转换电路 |
| CN103683964A (zh) * | 2013-12-20 | 2014-03-26 | 华为技术有限公司 | 谐振式双向变换器及不间断电源装置、及控制方法 |
| CN103762846A (zh) * | 2014-01-27 | 2014-04-30 | 陶顺祝 | 一种磁集成谐振变换器 |
| WO2015143612A1 (en) * | 2014-03-24 | 2015-10-01 | Redisem Ltd. | Power converter circuit and method thereof |
| US20160205733A1 (en) * | 2015-01-12 | 2016-07-14 | Technical Consumer Products, Inc. | Low-cost dimming driver circuit with improved power factor |
| WO2017117723A1 (en) * | 2016-01-05 | 2017-07-13 | Tridonic Gmbh & Co. Kg | Two-stage charge pump for led drivers |
| CN106057433A (zh) * | 2016-06-28 | 2016-10-26 | 华为技术有限公司 | 磁集成器件、n相llc谐振转换电路和电源转换装置 |
| CN206118104U (zh) * | 2016-08-31 | 2017-04-19 | 吴江华能电子有限公司 | 一种基于双充电泵电路的led驱动电路 |
| CN110495253A (zh) * | 2017-01-26 | 2019-11-22 | 红色半导体公司 | 电源转换器电路 |
| US20210136894A1 (en) * | 2017-03-16 | 2021-05-06 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Driver with charge pump circuit |
| CN106936320A (zh) * | 2017-05-11 | 2017-07-07 | 辽宁工程技术大学 | 一种交错并联磁集成双向全桥llc谐振变换器 |
| CN213213321U (zh) * | 2020-09-21 | 2021-05-14 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 电源转换电路 |
| CN112803747A (zh) * | 2021-01-06 | 2021-05-14 | 西南交通大学 | 一种高功率因数低输出纹波无源功率因数校正变换器 |
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