CN113839558A - 变换装置 - Google Patents

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CN113839558A CN202010589162.9A CN202010589162A CN113839558A CN 113839558 A CN113839558 A CN 113839558A CN 202010589162 A CN202010589162 A CN 202010589162A CN 113839558 A CN113839558 A CN 113839558A
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Abstract

本公开提供一种变换装置，包含第一端、第二端、第一侧开关电路、第二侧开关电路及变压器。第一端包含第一正极及第一负极。第二端包含第二正极及第二负极。第一侧开关电路耦接于第一端且包含第一桥臂及第二桥臂，第一桥臂两端分别耦接第一正极及第一负极，第二桥臂两端分别耦接第一正极及第二正极。变压器包含耦接于第一侧开关电路的第一侧绕组及耦接于第二侧开关电路的第二侧绕组，第一侧绕组及第二侧绕组的匝数比为N:1。

Description

变换装置
技术领域
本公开涉及一种变换装置，特别涉及一种可实现非整数倍的电压变比的变换装置。
背景技术
随着互联网和人工智能的快速发展，高效率和高功率密度的电源已相当普遍。举例来说，在进行电力传输时，为降低传输过程的损耗，需将电压由12V提升至54V，而当实际供电时，则需将电压由54V降低至12V，由于12V与54V之间为非整数倍关系，故需对变压器的结构或控制方式进行相应调整，以实现非整数倍的电压变比。
现有的变换装置实现非整数倍(以降压N+0.5倍为例)的变压方式有二种，其中一种方式为直接将变压器的初级侧绕组与次级侧绕组间的匝比调整为非整数倍，然而因匝数须为整数，故需将变压器绕组匝数比设为(2N+1):2，以实现N+0.5的电压变比，亦即变压器绕组的总匝数至少为2N+3，因此，这种变压方式的总匝数过多，将导致绕组损耗过大，进而影响变压器效率。另外一种方式是维持变压器绕组匝数比为(N+1):1，并且通过调节开关电路的开关频率来实现N+0.5的电压变比，然而，由于开关频率偏离谐振工作点，谐振参数难以设计，且谐振电感的感量增加，造成变压器的激磁电感变小，因此，变换装置的电压转换耗损变大。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术的变换装置，实为目前迫切的需求。
发明内容
本公开的主要目的为提供一种变换装置，其变压器的匝数比为N:1，其中N为正整数，且通过调整高压侧的开关电路的连接关系，来达到非整数倍的电压变比。借此，变换装置在不增加变压器的匝数数量下，不会增加变压器的绕组耗损，且因开关电路的开关频率等于谐振频率，故可便于设计及优化谐振参数，且谐振电感的感量减小，造成变压器的激磁电感增加，因而可提升变换装置的电压转换效率。
为达上述目的，本公开提供一种变换装置，包含第一端、第二端、第一侧开关电路、第二侧开关电路及变压器。第一端包含第一正极及第一负极。第二端包含第二正极及第二负极。第一侧开关电路耦接于第一端且包含第一桥臂及第二桥臂，第一桥臂两端分别耦接第一正极及第一负极，第二桥臂两端分别耦接第一正极及第二正极。变压器耦接于第一侧开关电路与第二侧开关电路之间，且变压器包含耦接于第一侧开关电路的第一侧绕组及耦接于第二侧开关电路的第二侧绕组，第一侧绕组及第二侧绕组的匝数比N:1，且第一端的电压与第二端的电压的比值为(N+0.5):1，其中N为正整数。
附图说明
图1为本公开优选实施例的变换装置的电路结构示意图。
图2为图1的变换装置在第一工作状态下的电路运行示意图。
图3为图1的变换装置在第二工作状态下的电路运行示意图。
图4为图1的变换装置的电压波形示意图。
图5为图1的变换装置的电流波形示意图。
图6为本公开另一优选实施例的变换装置的电路结构示意图。
图7为本公开另一优选实施例的变换装置的电路结构示意图。
附图标记说明：
1：变换装置
10：第一端
11：第二端
12：第一侧开关电路
121：第一桥臂
122：第二桥臂
13：第二侧开关电路
131：开关电路组
A：第一节点
B：第二节点
C：第三节点
D：第四节点
V1：第一侧电压
V1+：第一正极
V1-：第一负极
V2：第二侧电压
V2+：第二正极
V2-：第二负极
C1：第一侧电容
C2：第二侧电容
Cr：谐振电容
Cb：隔直电容
Lr：谐振电感
Lm：激磁电感
L1：第一侧电感
L2-：第二侧电感
Q1：第一开关
Q2：第二开关
Q3：第三开关
Q4：第四开关
Q5：第五开关
Q6：第六开关
T：变压器
T1：第一侧绕组
T2、T3：第二侧绕组
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本公开。
请参阅图1，图1为本公开优选实施例的变换装置的电路结构示意图。于此实施例中，变换装置1为全桥LLC谐振变换装置，变换装置1包含第一端10、第二端11、第一侧开关电路12、第二侧开关电路13及变压器T。第一端10具有第一侧电压V1，且第一端10包含第一正极V1+及第一负极V1-。第二端11具有第二侧电压V2，且第二端11包含第二正极V2+及第二负极V2-，其中第一负极V1-及第二负极V2-共同接地且相互电连接。第一侧开关电路12耦接于第一端10，且第一侧开关电路12包含第一桥臂121及第二桥臂122。第一桥臂121的两端分别耦接于第一正极V1+及第一负极V1-，第二桥臂122的两端分别耦接于第一正极V1+及第二正极V2+。第二侧开关电路13耦接于第二端11，其中第二侧开关电路13可为例如但不限于中心抽头整流电路、全桥整流电路或半桥整流电路。变压器T耦接于第一侧开关电路12与第二侧开关电路13之间，且变压器T包含至少一第一侧绕组及至少一第二侧绕组，其中至少一第一侧绕组与至少一第二侧绕组相耦合。第一侧绕组耦接于第一侧开关电路12，第二侧绕组耦接于第二侧开关电路13，其中第一侧绕组与第二侧绕组的匝数比为N:1，且N为正整数。
本公开的变换装置1的第一侧绕组与第二侧绕组的匝数比为N:1，且通过将第二桥臂122耦接于第二端11，实现非整数倍的电压变比。举例来说，变换装置1在不同的开关控制下可区分为第一工作状态及第二工作状态。在第一工作状态下，第一端10的一部分能量通过变压器T磁耦合传递至第二端11，另一部分的能量通过第二桥臂122传递到第二端11。在第二工作状态下，第一端10的能量通过变压器T磁耦合传递至第二端11。借此，变换装置1可实现非整数倍的电压变比。于上述示例中，变换装置1是通过第一端10接收电压并由第二端11输出电压，当然，于另一些实施方式中，变换装置1可改为通过第二端11接收电压并由第一端10输出电压，且于此情况下，变换装置1亦可以相同原理实现非整数倍的电压变比，差异仅为电压或电流方向的不同，故于此不再详述其运行过程。
本公开的变换装置1其变压器的匝数比为N:1，且通过调整高压侧的开关电路的连接关系，来达到非整数倍的电压变比。借此，变换装置在不增加变压器的匝数数量下，不会增加变压器的绕组耗损，且因开关电路的开关频率近似等于谐振频率，故可便于设计及优化谐振参数，且谐振电感的感量减小，造成变压器的激磁电感增加，因而可提升变换装置的电压转换效率。
于本公开优选实施例中，变压器T为中心抽头变压器，且包含一个第一侧绕组T1及串联耦接的两个第二侧绕组T2及T3，其中第一侧绕组T1及两个第二侧绕组T2及T3的匝数比为N:1:1，但变压器T的实际实施方式亦不以此为限。
第一桥臂121包含串联耦接的第一开关Q1及第二开关Q2，且第一开关Q1及第二开关Q2之间具有第一节点A。第二桥臂122包含串联耦接的第三开关Q3及第四开关Q4，第三开关Q3及第四开关Q4之间具有第二节点B。第一侧绕组T1串联耦接于第一节点A与第二节点B之间，且在第一节点A与第一侧绕组T1之间具有第三节点C。
于一些实施例中，变换装置1还包含第一侧电容C1及第二侧电容C2，第一侧电容C1并联耦接于第一端10，第二侧电容C2并联耦接于第二端11。变压器T的等效激磁电感Lm如图1所示，激磁电感Lm并联耦接于第一绕组T1，且激磁电感Lm的两端分别耦接于第二节点B及第三节点C。变换装置1还包含谐振电容Cr与谐振电感Lr，谐振电容Cr及谐振电感Lr串联耦接于第一节点A及第三节点C之间，且谐振电容Cr及谐振电感Lr具有谐振频率fr，谐振频率fr等于或近似等于第一侧开关电路12的开关频率,其中谐振电感Lr为变压器T的等效漏感或独立于变压器T的一电感。
第二侧开关电路13包含开关电路组131，于一些实施例中，开关电路组131包含串联耦接的第五开关Q5及第六开关Q6。第五开关Q5及第六开关Q6分别耦接于两个第二侧绕组T2及T3的两端。两个第二侧绕组T2及T3之间具有第四节点D，且第四节点D耦接于第二正极V2+。
于一些实施例中，开关Q1～Q6可为晶体管开关，例如但不限制为金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)、双载子接面晶体管(BJT)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
为便于了解本公开技术，以下是以图1所示的实施例为例具体说明其在第一及第二工作状态下的电路运行。
以下示例中，变换装置1是通过第一端10接收电压并由第二端11输出电压，当然，于另一些实施方式中，变换装置1可改为通过第二端11接收电压并由第一端10输出电压，且于此情况下，变换装置1亦可以相同原理实现非整数倍的电压变比，差异仅为电压或电流方向的不同，故于此不再详述其运行过程。请参阅图2及图3。图2及图3分别为图1的变换装置在第一及第二工作状态下的电路运行示意图。变换装置1的第一工作状态及第二工作状态的占空比均为50％。在第一工作状态中，第一开关Q1、第四开关Q4及第五开关Q5导通，第二开关Q2、第三开关Q3及第六开关Q6关断。第一节点A与第二节点B之间的电压VAB如第(1)式所示。
VAB＝V1-V2 (1)
其中，第一节点A与第二节点B之间的电压还可表示为与谐振电容Cr、谐振电感Lr以及第二侧电压V2相关的计算式，如第(2)式所示，其中，VCr为谐振电容Cr的电压的直流电压，ΔvCr为谐振电容Cr的电压的交流分量，VLr为谐振电感Lr的电压。
VAB＝V1-V2＝VCr+ΔvCr+VLr+N·V2 (2)
在第二工作状态中，第二开关Q2、第三开关Q3及第六开关Q6导通，第一开关Q1、第四开关Q4及第五开关Q5关断。其中，第一工作状态的开关与第二工作状态中的开关为180度错相导通，第一节点A与第二节点B之间的电压如第(3)式所示，
VAB＝0-V1 (3)
其中，第一节点A与第二节点B之间的电压还可表示为与谐振电容Cr、谐振电感Lr以及第二侧电压V2相关的计算式，如第(4)式所示，
VAB＝0-V1＝VCr+ΔvCr+VLr-N·V2 (4)
于本实施例中，因第一侧开关电路12的开关频率近似等于谐振频率fr，因此谐振电容Cr的电压的交流分量ΔvCr及谐振电感Lr的电压VLr之和可近似等于0。因此，公式(2)及(4)分别近似简化为公式(5)及(6)，
V1-V2＝VCr+N·V2 (5)
-V1＝VCr-N·V2 (6)
由公式(5)及(6)得到第一侧电压V1、第二侧电压V2及谐振电容Cr的电压的直流分量VCr关系如公式(7)及(8)所示，
V1＝(N+0.5)·V2 (7)
VCr＝-0.5·V2 (8)
由公式(7)及(8)可得知，第一侧电压V1与第二侧电压V2的电压比为N+0.5：1，即实现非整数倍的电压变比，且谐振电容Cr的电压的直流分量VCr为第二侧电压V2的0.5倍。
当第一侧开关电路12的第二桥臂122的两端分别耦接第一正极V1+及第二正极V2+后，该电路结构较详细的工作原理和波形请参阅图4和图5。其中图4为本公开图1的变换装置的电压波形示意图。第一节点A与第二节点B之间的电压VAB、第三节点C与第二节点B之间的电压VCB、谐振电容Cr的电压vCr、谐振电感Lr的电压VLr及第二侧电压纹波ΔV2的电压波形如图4所示。在第一工作状态及第二工作状态中，由第一端10流向第二端11的电流的传递方式分别有所不同，因此，第二侧电压纹波ΔV2在同一开关周期内的幅值大小并不相同，且第二侧电压纹波ΔV2的频率等于开关电路的开关频率。举例来说，在第一工作状态中，第一开关Q1、第四开关Q4及第五开关Q5在导通时流入第二侧电压V2的电流相对较大，于第二工作状态中，第二开关Q2、第三开关Q3及第六开关Q6在导通时流入第二侧电压V2的电流相对较小，换言之，第二侧电压纹波ΔV2在第一工作状态中的变化幅度大于在第二工作状态中的变化幅度。
图5为图1的变换装置的电流波形示意图。其中，流经谐振电感Lr的电流为iLr，流经激磁电感Lm的电流为iLm，流经第二绕组T2的电流为is，电流iLr、iLm及is的电流波形如图5所示。在第一工作状态下，第一端10的电流流经第一侧开关电路12和变压器T，再经由第二侧开关电路13传递至第二端11，流经第一绕组T1的电流ip＝iLr-iLm，经过耦合流经第二绕组T2的电流为is＝N·ip。同时，电流iLr通过第四开关Q4直接流往第二正极V2+，此时，变换装置1的负载电流为is+iLr电流之和的直流量。
在第二工作状态下，第一端10的电流流经第一侧开关电路12和变压器T，再经由第二侧开关电路13传递至第二端11，流经第一绕组T1的电流同样为ip＝iLr-iLm，流经第二绕组T2的电流为is＝N·ip。此时，变换装置1的负载电流仅为电流is的直流量，其电流波形同样参考图5中所示。
于一些实施例中，变换装置1不限于全桥LLC谐振变换装置，仍可非整数倍电压调整，以下示例说明变换装置1的其他实施方式。请参阅图6，图6为本公开另一优选实施例的变换装置的电路结构示意图。本实施例的变换装置1a为开关电容变换装置，相较于图1的变换装置1，图6的变换装置1a不具有谐振电容Cr、谐振电压Lr，且激磁电感Lm未显示，且本实施例的变换装置1还包含第一侧电感L1，除此之外，本实施例的变换装置1a与图1所示的变换装置1中相似的组成组件是以相同标号表示，故于此不再赘述。于本实施例中，第一侧电感L1串联耦接于第一正极V1+与第一侧电容C1之间，且第一侧电压V1与第一侧电感L1形成一恒流源，且变压器T具有漏感，通过减小第一侧电容C1的容值，使第一侧电容C1与变压器T的漏感共同作用产生震荡电流。
请参阅图7，图7为本公开另一优选实施例的变换装置的电路结构示意图。本实施例的变换装置1b为硬开关全桥变换装置，相较于图1的变换装置1，图7的变换装置1b不具有谐振电容Cr及谐振电压Lr，且本实施例的变换装置1还包含第二侧电感L2及隔直电容Cb，除此之外，本实施例的变换装置1b与图1所示的变换装置1中相似的组成组件是以相同标号表示，故于此不再赘述。于本实施例中，第二侧电感L2串联耦接于第二侧开关电路13与第二侧电容C2之间，隔直电容Cb串联耦接于第一绕组T1及第一节点A之间，且变压器T具有漏感。
须注意，本公开于上述所有实施例中，提及关于“等于”的叙述，其并非是绝对“等于”，例如：开关电路的开关频率等于谐振频率，其“等于”存在容许误差，且容许误差在±10％以内，亦即，开关电路的开关频率可为谐振频率的±10％。同理，本公开于上述所有实施例中，提及关于“占空比为50％”、“谐振频率等于开关频率”、“N+0.5”或“0”等关于数值描述亦可存在容许误差，且容许误差皆在±10％以内。
综上所述，本公开的主要目的为提供一种变换装置，其变压器的匝数比为N:1，且通过调整高压侧的开关电路的连接关系，来达到非整数倍的电压变比。借此，变换装置在不增加变压器的匝数数量下，不会增加变压器的绕组耗损，且因开关电路的开关频率近似等于谐振频率，故可便于设计及优化谐振参数，且谐振电感的感量减小，造成变压器的激磁电感增加，因而可提升变换装置的电压转换效率。
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由相关申请文件的保护范围决定。且本公开得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱相关申请文件的保护范围所欲保护者。

Claims (10)

1.一种变换装置，包含：
一第一端，包含一第一正极及一第一负极；
一第二端，包含一第二正极及一第二负极；
一第一侧开关电路，耦接于该第一端，包含：
一第一桥臂，该第一桥臂的两端分别耦接于该第一正极及该第一负极；以及
一第二桥臂，该第二桥臂的两端分别耦接于该第一正极及该第二正极；
一第二侧开关电路，耦接于该第二端；以及
一变压器，耦接于该第一侧开关电路及该第二侧开关电路之间，且包含至少一第一侧绕组及至少一第二侧绕组，其中该至少一第一侧绕组与该至少一第二侧绕组相耦合，该至少一第一侧绕组耦接于该第一侧开关电路，该至少一第二侧绕组耦接于该第二侧开关电路；
其中，该至少一第一侧绕组与该至少一第二侧绕组的匝数比为N:1，且该第一端的电压与该第二端的电压的比值为(N+0.5):1，其中N为正整数。
2.如权利要求1的变换装置，其中，该第一桥臂包含串联耦接的一第一开关及一第二开关，且该第一开关及该第二开关之间具有一第一节点，该第二开关桥臂包含串联耦接的一第三开关及一第四开关，且该第三开关及该第四开关之间具有一第二节点，该第一侧绕组的两端分别串联耦接于该第一节点及该第二节点。
3.如权利要求2的变换装置，还包含一第一侧电容及一第二侧电容，其中该第一侧电容并联耦接于该第一端，该第二侧电容并联耦接于该第二端。
4.如权利要求2的变换装置，还包含一谐振电容与一谐振电感，其中该谐振电容及该谐振电感串联耦接于该第一节点及该第一侧绕组之间，且该谐振电容及该谐振电感具有一谐振频率，该谐振频率等于该第一侧开关电路的开关频率，其中该谐振电感为该变压器的一漏感或独立于该变压器的一电感。
5.如权利要求3的变换装置，其中该第一正极与该第一侧电容之间串联耦接一第一侧电感，且该第一端的电压与该第一侧电感形成一恒流源，且该变压器具有一漏感，该第一侧电容与该变压器的该漏感共同作用产生一震荡电流。
6.如权利要求3的变换装置，其中该第二绕组与该第二侧电容之间串联耦接一第二侧电感，该第一绕组及该第一节点之间串联耦接一隔直电容。
7.如权利要求4、5或6的变换装置，其中该变换装置具有一第一工作状态及一第二工作状态，该第一工作状态与该第二工作状态的占空比均为50％，在该第一工作状态中，该第一开关及该第四开关导通，该第二开关及该第三开关关断，在该第二工作状态中，该第一开关及该第四开关关断，该第二开关及该第三开关导通，该第一工作状态的开关与该第二工作状态中的开关为180度错相导通。
8.如权利要求7的变换装置，其中该谐振电容的直流电压为该第二端的电压的0.5倍。
9.如权利要求7的变换装置，其中在该第一工作状态下，该第一端的电流经过该第一侧开关电路和该变压器，再经由该第二侧开关电路传递至该第二端，同时经由该第一侧开关电路直接流至该第二正极。
10.如权利要求7的变换装置，其中该第二端的电压的电压纹波的频率等于该第一侧开关电路及该第二侧开关电路的开关频率，且在该第一工作状态中，该第二端的电压的电压纹波在该第一工作状态中的变化幅度大于在该第二工作状态中的变化幅度。
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