CN113746432A - 功率放大器及其回退效率提升控制方法 - Google Patents

功率放大器及其回退效率提升控制方法 Download PDF

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CN113746432A CN202010458807.5A CN202010458807A CN113746432A CN 113746432 A CN113746432 A CN 113746432A CN 202010458807 A CN202010458807 A CN 202010458807A CN 113746432 A CN113746432 A CN 113746432A
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钱慧珍
杨秉正
罗讯
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Abstract

本申请公开了一种功率放大器及其回退效率提升控制方法，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络；可重构匹配网络连接主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端；主路功率放大器和辅路功率放大器可由数字化功率放大器或模拟功率放大器构成；可重构匹配网络用于在所述功率放大器功率回退时，提升输出阻抗，进而提升功率放大器的回退效率。采用前述的功率放大器或其回退效率提升控制方法，避免了电源切换会导致功率放大器输出信号出现毛刺及电源调制效应可能会降低功率放大器的线性度的问题，采用本申请公开的技术可以有效提升功率放大器的深回退效率。

Description

功率放大器及其回退效率提升控制方法
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及以一种功率放大器及其回退效率提升控制方法。
背景技术
在无线通信领域中，功率放大器(Power Amplifier，PA)的非线性失真会使其产生新的频率分量，这些新的频率分量可能会对发射的信号造成直接干扰，甚至会干扰其他频道的信号，为此要对功率放大器的进行线性化处理。通常情况下，采用功率回退可提高功率放大器的线性度，但是功率回退会导致功率放大器的效率降低。因此，为了提升功率放大器的效率，需要提高功率放大器在一定功率回退区内的整体效率，即回退效率。
目前广泛使用的Doherty功率放大器正是一种能有效提升功率放大器回退效率的结构。Doherty功率放大器主要由主路PA和辅路PA构成，一般情况下主路PA和辅路PA的大小相同。初始时，主路PA打开，辅路PA关闭；当主路PA输出功率最大时，达到第一个峰值效率，此时主路PA的输出阻抗为2Ropt。然后，辅路PA打开，通过有源负载牵引技术，使得主路PA的输出阻抗减小，输出功率进一步增大。当主路PA和辅路PA都达到饱和输出功率时，达到第二个峰值效率，此时主路PA和辅路PA的输出阻抗均为Ropt，且输出功率效果对于第一个峰值效率点增加了6dB。一般称第一个峰值效率点为：PA输出功率回退6dB时的峰值效率。但是，常规的Doherty功率放大器只能实现饱和功率和功率回退6dB这两个效率峰值点，已经不能满足当今无线通信的要求。
为了解决上述问题，现有技术中，公开了一种采用电源调制的功率放大器，通过电源调制降低功率放大器的供电电压，降低输出功率，进而提高回退效率。如图1所示，图1中的a图是处于饱和输出功率时，主路PA和辅路PA电源供电均为VDD，输出电流为Imax，输出电阻为Ropt，此时功率放大器的输出效率最大；b图是相对于饱和输出功率回退6dB时的工作状态，主路PA电源供电仍为VDD，输出电流为Imax/2，辅路PA全部关闭，输出电阻为2Ropt，其输出效率与处于饱和输出功率时的输出效率相等；c图同样是相对于饱和输出功率回退6dB时的工作状态，主路PA和辅路PA供电降低为VDD/2，主路PA和辅路PA输出电流均为Imax/2，输出电阻为Ropt，b图和c图两种状态理论上输出功率相等，均是相对于饱和输出功率回退了6dB，输出效率也相同。d图中，主路PA供电为VDD/2，输出电流为Imax/2，辅路PA全部关闭，输出电阻为2Ropt，相对于饱和输出功率回退了12dB，其输出效率与处于饱和输出功率时的输出效率相等。
但是，发明人在本申请的研究过程中发现，现有技术中，采用电源调制时，电源切换会导致功率放大器输出信号出现毛刺，且电源调制效应可能会降低功率放大器的线性度。
发明内容
本申请提供了一种功率放大器及其回退效率提升控制方法，以解决现有技术中，采用电源调制时，电源切换会导致功率放大器输出信号出现毛刺，且电源调制效应可能会降低功率放大器的线性度的问题。
第一方面，本申请实施例提供一种功率放大器，包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络；
所述可重构匹配网络连接主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端；
所述主路功率放大器和辅路功率放大器由数字化功率放大器或模拟功率放大器构成；
所述可重构匹配网络用于在所述功率放大器功率回退时，提升输出阻抗，进而提升功率放大器的回退效率。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述主路功率放大器和辅路功率放大器均为两路，其输入为I/Q载波信号。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路，其输入为相位调制信号或者射频调制信号。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述可重构匹配网络包括可重构变压器和多个开关电容；
所述多个开关电容分别设置在所述可重构变压器与所述主路功率放大器以及所述可重构变压器与所述辅路功率放大器之间；
所述可重构变压器上设置有主线圈、主线圈耦合电感、次线圈、次线圈耦合电感以及多个可调电容，所述可重构变压器的主线圈与所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端连接，可调电容分别和主线圈耦合电感以及次线圈耦合电感串接。
第二方面，本申请实施例部分提供了一种功率放大器回退效率提升控制方法，所述控制方法应用于一种正交数字化功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为正交架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为I/Q载波信号，主路功率放大器为两路，包括：I路主路功率放大器和Q路主路功率放大器；辅路功率放大器为两路，包括：I路辅路功率放大器和Q路辅路功率放大器；
所述控制方法包括：
1)在方向I(45°、135°、225°和315°方向)，主路功率放大器和辅路功率放大器均保持I路和Q路同时开启且输出电流相等；
在功率放大器功率回退0dB时，打开全部主路功率放大器和全部辅路功率放大器，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为
Figure BDA0002510215940000021
功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开全部主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为
Figure BDA0002510215940000022
进而功率放大器的最优输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，主路功率放大器和辅路功率放大器均部分打开，同时所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流降低且均为
Figure BDA0002510215940000031
功率放大器的最优输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，打开部分主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为
Figure BDA0002510215940000032
功率放大器的输出阻抗为8Ropt；
2)在方向II(0°、90°、180°和270°方向)，主路功率放大器和辅路功率放大器的I路和Q路都不同时开启；
在功率放大器功率回退3dB时，打开全部I路主路功率放大器和全部I路辅路功率放大器，或者打开全部Q路主路功率放大器和全部Q路辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退9dB时，打开全部I路主路功率放大器或者全部Q路主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退9dB时，打开部分I路主路功率放大器和部分I路辅路功率放大器，或者打开部分Q路主路功率放大器和部分Q路辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为1/4Imax，功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退15dB时，打开部分I路主路功率放大器或者部分Q路主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/8Imax，功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
第三方面，本申请实施例部分提供了一种功率放大器回退效率提升控制方法，所述控制方法应用于一种数字化功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为极化架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为相位调制信号，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路；
所述控制方法包括：
在功率放大器功率回退0dB时，打开全部主路功率放大器和辅路功率放大器，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开全部主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，所述主路功率放大器和辅路功率放大器均部分打开，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为1/4Imax，功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，打开部分主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/8Imax，功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
第四方面，本申请实施例部分提供了一种功率放大器回退效率提升控制方法，所述控制方法应用于一种功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为模拟架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为射频调制信号，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路；
所述控制方法包括：
在功率放大器功率回退0dB时，打开主路功率放大器和辅路功率放大器，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，主路功率放大器和辅路功率放大器的总输出电流降低为1/4Imax，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，使主路功率放大器输出电流为1/8Imax，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
结合第二、第三或第四方面，在一种实现方式中，所述可重构匹配网络自行进行重构包括：
所述可重构匹配网络通过改变其中的可重构变压器主线圈和次线圈的电感值，使得可重构变压器的阻抗发生改变，同时利用可调电容进行微调，进行重构。
本申请公开了一种功率放大器及其回退效率提升控制方法，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络；所述可重构匹配网络连接主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端；所述主路功率放大器和辅路功率放大器由数字化功率放大器或模拟功率放大器构成；所述可重构匹配网络，用于在所述功率放大器功率回退时，提升输出阻抗，进而提升功率放大器的回退效率。在功率放大器功率回退时，可重构匹配网络进行重构，获得匹配所述功率放大器当前功率的输出阻抗，进而提升所述功率放大器的回退效率。
采用上述的一种功率放大器或者其回退效率提升控制方法，没有采用电源切换、PA输出短路开关等技术，避免了电源切换会导致功率放大器输出信号出现毛刺，且电源调制效应可能会降低功率放大器的线性度的问题，采用本申请公开的技术可以提高深回退时的阻抗，有效提升功率放大器的深回退效率。
进一步地，本申请考虑了数字功率放大器中MOS管关闭时寄生效应带来的影响，减小其在功率放大器深回退时对性能的恶化，寄生电容增大时，将可调电容调小，保持总的寄生电容加可调电容值不变，就可以抵消寄生电容增大带来的影响。
更进一步地，本申请公开的方案能实现同一功率放大器在不同频率下的多回退点的效率提升，采用可重构匹配网络，来优化功率放大器在不同频率的性能，提高功率放大器的工作带宽。
附图说明
为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术中采用电源调制的功率放大器；
图2是本申请实施例提供的功率放大器；
图3是本申请实施例中主路功率放大器和辅路功率放大器均为两路时的功率放大器；
图4是本申请实施例中主路功率放大器和辅路功率放大器均为一路时的功率放大器；
图5是本申请实施例中第一实施例公开的功率放大器的结构以及该功率放大器回退效率提升控制方法；
图6是本申请实施例中第一实施例中功率放大器的电路结构图；
图7是本申请实施例中第二实施例公开的功率放大器的结构以及该功率放大器回退效率提升控制方法；
图8是本申请实施例中第三实施例公开的功率放大器的结构以及该功率放大器回退效率提升控制方法；
图9是本申请实施例中第一实施例公开的功率放大器的测试结果图。
具体实施方式
为使本申请的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步详细的说明。
本申请提供了一种功率放大器及其回退效率提升控制方法，以解决现有技术中，采用电源调制时，电源切换会导致功率放大器输出信号出现毛刺，且电源调制效应可能会降低功率放大器的线性度的问题。
为简化实施例的描述，后续实施例中，主路功率放大器简写为：主路PA，辅路功率放大器简写为：辅路PA，数字功率放大器简写为：DPA(Doherty Power Amplifier)。
参照图2，本申请实施例提供一种功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器(图2中的主路PA)、辅路功率放大器(图2中的辅路PA)以及可重构匹配网络(RMN)。
所述可重构匹配网络连接主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端。
所述主路功率放大器和辅路功率放大器由数字化功率放大器或模拟功率放大器构成。
所述可重构匹配网络包括可重构变压器(也称为可调变压器)和多个开关电容。
所述多个开关电容分别设置在所述可重构变压器与所述主路功率放大器以及所述可重构变压器与所述辅路功率放大器之间；所述可重构变压器上设置有主线圈、主线圈耦合电感、次线圈、次线圈耦合电感以及多个可调电容，所述可重构变压器的主线圈与所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端连接，可调电容分别和主线圈耦合电感以及次线圈耦合电感串接。
所述可重构匹配网络用于在所述功率放大器功率回退时，提升输出阻抗，进而提升功率放大器的回退效率。
可选地，如图3所示，所述主路功率放大器和辅路功率放大器均为两路，均包括I路和Q路，其输入为I/Q载波信号，也就是说I路输入I载波信号，Q路输入Q载波信号。
可选地，如图4所示，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路，其输入为相位调制信号或者射频调制信号。
图4中，4a是主路PA和辅路PA输入为相位调制信号PM的功率放大器的结构图，本实施例中，所述主路PA和辅路PA可采用数字功率放大器(DPA)；4b是主路PA和辅路PA的输入均为射频调制信号RF的功率放大器的结构图。
采用上述结构的功率放大器，通过可重构匹配网络来实现功率放大器的回退效率提升，即在不同回退功率点，切换可重构匹配网络的不同工作模式，满足不同的阻抗匹配要求，进而能满足不同回退点的阻抗要求。
本申请提供的功率放大器没有采用电源切换，一方面节省了电源硬件电路的成本，另一方面，可以消除电源切换产生的毛刺，不影响功率放大器的线性度。
进一步地，使用上述功率放大器，通过切换阻抗提升模式，在较宽的频率范围内，实现多回退点效率提升的方法。
更进一步地，采用上述功率放大器，可以通过可调电容消除寄生电容的影响。
本申请第一实施例部分提供了一种功率放大器回退效率提升控制方法，所述控制方法应用于一种正交数字化功率放大器，该功率放大器的结构包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为正交架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为I/Q载波信号，主路功率放大器为两路，包括：I路主路功率放大器和Q路主路功率放大器；辅路功率放大器为两路，包括：I路辅路功率放大器和Q路辅路功率放大器。
所述控制方法包括：
1)在方向I(45°、135°、225°和315°方向)，主路功率放大器和辅路功率放大器均保持I路和Q路同时开启且输出电流相等；
在功率放大器功率回退0dB时，打开全部主路功率放大器和全部辅路功率放大器，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为
Figure BDA0002510215940000061
功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开全部主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为
Figure BDA0002510215940000071
进而功率放大器的最优输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，主路功率放大器和辅路功率放大器均部分打开，同时所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流降低且均为
Figure BDA0002510215940000072
功率放大器的最优输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，打开部分主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为
Figure BDA0002510215940000073
功率放大器的输出阻抗为8Ropt；
2)在方向II(0°、90°、180°和270°方向)，主路功率放大器和辅路功率放大器的I路和Q路都不同时开启；
在功率放大器功率回退3dB时，打开全部I路主路功率放大器和全部I路辅路功率放大器，或者打开全部Q路主路功率放大器和全部Q路辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退9dB时，打开全部I路主路功率放大器或者全部Q路主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退9dB时，打开部分I路主路功率放大器和部分I路辅路功率放大器，或者打开部分Q路主路功率放大器和部分Q路辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为1/4Imax，功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退15dB时，打开部分I路主路功率放大器或者部分Q路主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/8Imax，功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
本实施例中所述主路PA和辅路PA的打开和关闭是基带信号控制的，具体控制电路可本申请不做具体限制。
参照图5，图5是第一实施例对应的功率放大器的结构以及该功率放大器回退效率提升控制方法，本实施例是采用基于正交I/Q DPA(I/Q数字化功率放大器)架构的功率放大器，该架构中的输入为I/Q载波信号，分别通过I路PA和Q路PA实现载波信号幅度调制。该方案包括一个主路PA(图中的Main PA，简写为M)，主路PA包括一个I路主路PA，一个Q路主路PA，一个辅路PA(图中的Aux.PA，简写为A)，辅路PA包括一个I路辅路PA，一个Q路辅路PA，以及可重构匹配网络RMN。对于主路PA、辅路PA，其饱和时的输出电流是Imax。在45°、135°、225°、和315°方向上(方向I)，I路PA和Q路PA同时打开且输出信号大小相等。在0°和180°方向，仅I路PA打开，Q路PA全部关闭。在90°和270°方向，仅Q路PA打开，I路PA全部关闭。在复平面中，45°、135°、225°、和315°方向(方向I)上的峰值效率点为
Figure BDA0002510215940000081
90°、180°、和270°方向(方向II)上的峰值效率点为
Figure BDA0002510215940000082
如图5中的5a所示，在方向I中，在效率峰值点
Figure BDA0002510215940000083
主路PA和辅路PA均全部打开，输出功率最高。此时，I路PA和Q路PA的输出电流均为Imax。由于I路信号和Q路信号矢量合成，所以I路+Q路总的输出电路为
Figure BDA0002510215940000084
此时最优阻抗点为Ropt。在输出功率回退0-6dB范围内，辅路PA的I路PA、Q路PA逐渐关闭，输出电流变小。到达效率峰值点
Figure BDA0002510215940000085
时，辅路PA全部关闭，此时主路总的输出电流为
Figure BDA0002510215940000086
由于Doherty的有源负载调制效应，最优阻抗点增大为2Ropt。此时输出功率相比饱和输出功率下降了6dB。在效率峰值点
Figure BDA0002510215940000087
主路PA和辅路PA均输出
Figure BDA0002510215940000088
大小的电流(I路PA和Q路PA输出电流为1/4Imax)，其输出功率大小和效率理论上与点
Figure BDA0002510215940000089
相同，但此时的最优阻抗点增大为4Ropt。当PA输出功率回退在6-12dB范围内时，辅路的I路PA和Q路PA逐渐关闭，输出电流逐渐降低。当达到回退效率峰值点
Figure BDA00025102159400000810
时，输出功率理论上回退12dB，最优阻抗点增大为8Ropt。
如图5中的5b所示，方向II的工作原理与方向I基本相似。在回退点
Figure BDA00025102159400000811
仅仅I路(或Q路)PA全部打开，Q路(或I路)全部关闭，主路PA(图中的Main PA)和辅路PA(图中的Aux.PA)的输出电流均为Imax，此时，最优阻抗点为Ropt。此时功率放大器的输出功率相对于I路和Q路同时打开时回退了3dB。在输出功率回退3-9dB范围内，I路辅路PA(或Q路辅路PA)逐渐关闭。到达回退点
Figure BDA00025102159400000812
时，辅路PA全部关闭，此时主路的输出电流为1/2Imax。此时功率放大器的输出功率相对于
Figure BDA00025102159400000813
点降低了6dB。由于Doherty的有源负载调制效应，最优阻抗点增大为2Ropt。在回退效率峰值点
Figure BDA00025102159400000814
主路PA和辅路PA输出电流为1/4Imax，其输出功率大小理论上和回退点
Figure BDA00025102159400000815
相等，但该状态下最优阻抗点为4Ropt。当功率放大器的输出功率回退在9-15dB范围内时，辅路PA逐渐关闭，输出电流从1/4Imax逐渐降低。达到回退效率峰值点
Figure BDA00025102159400000816
时，输出功率理论上相对于
Figure BDA00025102159400000817
点再次降低6dB，输出电流为1/8Imax，最优阻抗点增大为8Ropt。图5a和5b中的浅灰色主路PA或者辅路PA是指关闭的主路PA或者辅路PA，图5中的5c是方向I功率放大器的效率随功率回退的变化图；图5中的5d是方向II功率放大器的效率随功率回退的变化图，横坐标Pout为功率放大器输出功率，纵坐标Efficiency为功率放大器输出效率；图5中的5e是方向I和方向II的输出电阻随功率回退的变化图，图5c和5d中的Class-B是指B类功率放大器，Proposed PA是指本实施例公开的功率放大器；5e中横坐标Pout为功率放大器输出功率，纵坐标RL为功率放大器输出电阻。图5c中
Figure BDA00025102159400000818
对应的5a中四个效率峰点，图5d中
Figure BDA00025102159400000819
对应的5b中四个效率峰点。
本实施例采用相同大小的主路以及辅路DPA(即最大输出电路相等)，在复平面内，利用可重构匹配网络，在不同回退点实现不同的阻抗提升，进而实现了3/6/9/12/15dB功率回退下的效率提升。当然，在主路DPA和辅路DPA输出电流大小不同时，可以实现任意回退功率点的效率提升，并不仅仅限于上述第一实施例公开的3/6/9/12/15dB，且回退效率峰值点数可以更多，可以任意设计回退效率点的个数以及回退功率大小。
为更好的理解本申请第一实施例的原理，本申请还公开了第一实施例的基本电路架构图，如图6所示，图6中的功率放大器主要由一个主路PA，一个辅路PA，可重构匹配网络，以及其他基带数字电路构成，可重构匹配网络由可重构变压器、开关电容组成，可重构变压器中设有可调电容(图中的CP，CS)可调电容分别和主线圈耦合电感以及次线圈耦合电感串接，可重构变压器还设有射频输出端，其中，主路PA和辅路PA的电路结构完全一样(实际应用中根据需求也可以不一样)，主路PA和辅路PA都由I路PA+Q路PA构成，分别由4个9bit的基带信号来进行控制。这四个基带信号是BBMQ[8:0]、BBMI[8:0]、BBAQ[8:0]、BBAI[8:0]，分别表示Q路主路、I路主路、Q路辅路、I路辅路，这四个基带信号由串转并电路输入后转换为并行信号，通过decoder解码器之后转变为控制MSB(高权重)单元和LSB(低权重)单元的控制代码。每一路子PA阵列由5bitMSB和4bitLSB单元构成，其中，MSB单元大小相同，采用的是温度码进行控制；LSB单元大小按二进制分布，采用的是二进制码控制。该正交架构的功率放大器输入的载波信号频率为2LO，通过正交分频器后产生频率为LO的正交I/Q信号(LOI+，LOI-，LOQ+，LOQ-)，经过几代信号调制后再输出到MSB以及LSB。Sign-map主要实现复平面四个象限的选择，具体电路可采用现有技术中的结构，本身不做具体限定。
本申请第二实施例部分提供了一种功率放大器回退效率提升控制方法，所述控制方法应用于一种数字化功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为极化架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为相位调制信号，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路；
所述控制方法包括：
在功率放大器功率回退0dB时，打开全部主路功率放大器和辅路功率放大器，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开全部主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，所述主路功率放大器和辅路功率放大器均部分打开，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为1/4Imax，功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，打开部分主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/8Imax，功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
参照图7，图7是第二实施例对应的功率放大器的结构以及该功率放大器回退效率提升控制方法，本实施例采用的是基于极化DPA架构的功率放大器，在极化架构中，主路PA和辅路PA的输入信号为相位调制信号PM，再通过功率放大器实现幅度调制。
Figure BDA0002510215940000091
四个效率峰值点的工作状态如图7所示。参见图7中的7a所示，在饱和输出功率点
Figure BDA0002510215940000092
主路PA(图中的主路DPA)和辅路PA(图中的主路DPA)全部打开，最大输出电流均为Imax，最优阻抗点为Ropt。在输出功率回退6dB范围内，辅路DPA逐渐关闭，输出电流降低。到达回退点
Figure BDA0002510215940000101
时，辅路DPA全部关闭输出电流为0，而此时主路的输出电流为1/2Imax。由于Doherty的有源负载调制效应，状态
Figure BDA0002510215940000102
的最优阻抗点增大为2Ropt。在回退效率峰值点
Figure BDA0002510215940000103
主路DPA和辅路DPA输出电流均为1/4Imax，最优阻抗点4Ropt，其输出功率大小和效率理论上与回退点
Figure BDA0002510215940000104
相等。输出功率回退在6-12dB范围内时，辅路DPA逐渐关闭。当达到回退效率峰值点
Figure BDA0002510215940000105
时，主路输出电流降低为1/8Imax，辅路DPA全部关闭，此时输出功率理论上回退12dB，最优阻抗点增大为8Ropt。图7中的7b是本实施例的功率放大器的输出电阻随功率回退的变化图，7c是本实施例的功率放大器的输出效率随功率回退的变化图，图7b和7c中
Figure BDA0002510215940000106
对应的7a中四个效率峰点。
本实施例中所述主路PA和辅路PA的打开和关闭是基带信号控制的，具体控制电路可本申请不做具体限制。本申请第二实施例采用的电路结构与第一实施例相似，可以采用D类、E类等放大器结构实现。
本申请第三实施例部分提供了一种功率放大器回退效率提升控制方法，所述控制方法应用于一种功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为模拟架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为射频调制信号，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路；
所述控制方法包括：
在功率放大器功率回退0dB时，打开主路功率放大器和辅路功率放大器，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，主路功率放大器和辅路功率放大器的总输出电流降低为1/4Imax，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，使主路功率放大器输出电流为1/8Imax，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
参照图8，图8是第三实施例对应的功率放大器的结构以及该功率放大器回退效率提升控制方法，本实施例采用的是基于模拟PA架构的功率放大器，在该架构中，主路PA和辅路PA输入信号均为已调制信号RF，该模拟PA仅实现RF信号的放大。
Figure BDA0002510215940000107
四个效率峰值点的具体工作状态如图8所示。在饱和输出功率点
Figure BDA0002510215940000108
主路PA和辅路PA都全部打开，输出电流均为Imax，最优阻抗点为Ropt。在输出功率回退6dB范围内，辅路PA逐渐关闭，输出电流降低。到达回退点
Figure BDA0002510215940000109
时，辅路PA关断输出电流为0，此时主路的输出电流为1/2Imax。由于Doherty的有源负载调制效应，最优阻抗点增大为2Ropt。在回退效率峰值点
Figure BDA00025102159400001010
主路PA和辅路PA输出电流均为1/4Imax，最优阻抗点4Ropt，其输出功率和效率理论上与回退点
Figure BDA0002510215940000111
相同。当输出功率回退在6-12dB范围内时，辅路PA输出功率逐渐减小。当达到回退效率峰值点
Figure BDA0002510215940000112
时，主路输出电流为1/8Imax，辅路PA全部关断，此时输出功率理论上比饱和输出功率降低了12dB，最优阻抗点增大为8Ropt。图8中的8b是本实施例的功率放大器的输出电阻随功率回退的变化图，8c是本实施例的功率放大器的输出效率随功率回退的变化图，图8b和8c中
Figure BDA0002510215940000113
对应的8a中四个效率峰点。
本实施例中所述主路PA和辅路PA的打开和关闭是基带信号控制的，具体控制电路可本申请不做具体限制。本申请第三实施例的电路结构多采用A、AB、B类放大器，该模拟PA只实现信号的放大，没有调制功能，因此，模拟PA架构的输入为调制后的信号。
进一步地，在第一实施例、第二实施例或者第三实施例中，所述可重构匹配网络自行进行重构包括：所述可重构匹配网络通过改变其中的可重构变压器主线圈和次线圈的电感值，使得可重构变压器的阻抗发生改变，同时利用可调电容进行微调，进行重构。
采用上述的一种功率放大器或者其回退效率提升控制方法，没有采用电源切换、PA输出短路开关等技术，避免了电源切换会导致功率放大器输出信号出现毛刺，且电源调制效应可能会降低功率放大器的线性度的问题，采用本申请公开的技术可以提高深回退时的阻抗，有效提升功率放大器的深回退效率。
在DPA中MOS管关闭后会带来寄生电容等寄生效应，一般DPA一个子阵列中可能有5bit(31个)MOS管甚至更多，当较多的管子关闭时，寄生电容变大。当寄生电容较大时，寄生电容会影响匹配电路，导致性能恶化。本申请采用可重构匹配网络，可以抵消寄生电容带来的影响。当寄生电容增大时，将可调电容调小，保持总的寄生电容+可调电容值不变，就可以抵消寄生电容增大带来的影响。
更进一步地，本申请公开的方案能实现同一功率放大器在不同频率下的多回退点的效率提升，采用可重构匹配网络，来优化功率放大器在不同频率的性能，提高功率放大器的工作带宽。
为了检验上述实施例的有益效果，本申请还公开以第一实施例的结构为例经实际加工后进行测试。第一实施例在2.8GHz和3.3GHz漏极效率(DE)测试结果如图9所示。图9中的横坐标Pout是指本实施例中的功率放大器输出功率，纵坐标DE是指漏极效率。图9中9a是在2.8GHz下不同输出功率下的漏极效率(DE)测试结果，9b是在3.3GHz(右)下不同输出功率下的漏极效率(DE)测试结果，图9中可以看到方向I和方向II上，在饱和输出功率回退6/12dB以及9/15dB的位置，漏极效率相较传统的B类放大器(Class-B)都得到了明显提升。
本实施例的电路设计时主要针对3/6/9/12/15dB回退点进行了性能优化，电路设计时可针对其他效率回退点进行优化，且理论上可以在任意功率回退点实现效率提升。
以上结合具体实施方式和范例性实例对本申请进行了详细说明，不过这些说明并不能理解为对本申请的限制。本领域技术人员理解，在不偏离本申请精神和范围的情况下，可以对本申请技术方案及其实施方式进行多种等价替换、修饰或改进，这些均落入本申请的范围内。本申请的保护范围以所附权利要求为准。

Claims (8)

1.一种功率放大器，其特征在于，包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络；
所述可重构匹配网络连接主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端；
所述主路功率放大器和辅路功率放大器可由数字化功率放大器或模拟功率放大器构成；
所述可重构匹配网络用于在所述功率放大器功率回退时，提升输出阻抗，进而提升功率放大器的回退效率。
2.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述主路功率放大器和辅路功率放大器均为两路，其输入为I/Q载波信号。
3.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路，其输入为相位调制信号或者射频调制信号。
4.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述可重构匹配网络包括可重构变压器和多个开关电容；
所述多个开关电容分别设置在所述可重构变压器与所述主路功率放大器以及所述可重构变压器与所述辅路功率放大器之间；
所述可重构变压器上设置有主线圈、主线圈耦合电感、次线圈、次线圈耦合电感以及多个可调电容，所述可重构变压器的主线圈与所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端连接，可调电容分别和主线圈耦合电感以及次线圈耦合电感串接。
5.一种功率放大器回退效率提升控制方法，其特征在于，所述控制方法应用于一种正交数字化功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为正交架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为I/Q载波信号，所述主路功率放大器为两路，包括：I路主路功率放大器和Q路主路功率放大器；所述辅路功率放大器为两路，包括：I路辅路功率放大器和Q路辅路功率放大器；
所述控制方法包括：
1)在方向I，即在45°、135°、225°和315°方向，所述主路功率放大器和辅路功率放大器均保持I路和Q路同时开启且输出电流相等；
在功率放大器功率回退0dB时，打开全部主路功率放大器和全部辅路功率放大器，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为
Figure FDA0002510215930000011
功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开全部主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为
Figure FDA0002510215930000012
进而功率放大器的最优输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，主路功率放大器和辅路功率放大器均部分打开，同时所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流降低且均为
Figure FDA0002510215930000021
功率放大器的最优输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，打开部分主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为
Figure FDA0002510215930000022
功率放大器的输出阻抗为8Ropt；
2)在方向II，即在0°、90°、180°和270°方向，主路功率放大器和辅路功率放大器的I路和Q路都不同时开启；
在功率放大器功率回退3dB时，打开全部I路主路功率放大器和全部I路辅路功率放大器，或者打开全部Q路主路功率放大器和全部Q路辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退9dB时，打开全部I路主路功率放大器或者全部Q路主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退9dB时，打开部分I路主路功率放大器和部分I路辅路功率放大器，或者打开部分Q路主路功率放大器和部分Q路辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为1/4Imax，功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退15dB时，打开部分I路主路功率放大器或者部分Q路主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/8Imax，功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
6.一种功率放大器回退效率提升控制方法，其特征在于，所述控制方法应用于一种数字化功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为极化架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为相位调制信号，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路；
所述控制方法包括：
在功率放大器功率回退0dB时，打开全部主路功率放大器和辅路功率放大器，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开全部主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，所述主路功率放大器和辅路功率放大器均部分打开，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为1/4Imax，功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，打开部分主路功率放大器，关闭全部辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/8Imax，功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
7.一种功率放大器回退效率提升控制方法，其特征在于，所述控制方法应用于一种功率放大器，所述功率放大器包括：主路功率放大器、辅路功率放大器以及可重构匹配网络，主路功率放大器和辅路功率放大器的输出端均连接至可重构匹配网络，所述主路功率放大器和辅路功率放大器为模拟架构，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输入均为射频调制信号，所述主路功率放大器和辅路功率放大器各为一路；
所述控制方法包括：
在功率放大器功率回退0dB时，打开主路功率放大器和辅路功率放大器，所述主路功率放大器和辅路功率放大器的输出电流均为Imax，功率放大器的输出阻抗为Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，打开主路功率放大器，关闭辅路功率放大器，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得主路功率放大器的输出电流为1/2Imax，功率放大器的输出阻抗为2Ropt；
在功率放大器功率回退6dB时，主路功率放大器和辅路功率放大器的总输出电流降低为1/4Imax，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得功率放大器的输出阻抗为4Ropt；
在功率放大器功率回退12dB时，使主路功率放大器输出电流为1/8Imax，所述可重构匹配网络自行进行重构，使得功率放大器的输出阻抗为8Ropt。
8.根据权利要求5、6或7任一项所述的控制方法，所述可重构匹配网络自行进行重构包括：
所述可重构匹配网络通过改变其中的可重构变压器主线圈和次线圈的电感值，使得可重构变压器的阻抗发生改变，同时利用可调电容进行微调，进行重构。
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