CN113629895A - 基于混合负载匹配的宽负载范围高效wpt***及其优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***及其优化方法，属于无线电传输技术领域，解决了现有技术中WPT***难以始终保持在高效率区域工作的问题，本发明包括发射端电路和接收端电路，发射端电路包括直流输入电压U_DC、桥式逆变电路和发射线圈电路，接收端电路包括接收线圈电路，接收线圈电路包括接收线圈，发射线圈与接收线圈之间的互感为M，接收线圈电路的两端通过开关继电器S₁连接有负载阻抗调节电容C_ST，接收线圈电路还连接有LCC拓扑补偿线圈，LCC拓扑补偿线圈的两端通过开关继电器S₂连接有SS拓扑补偿电容C_T，LCC拓扑补偿线圈还连接有桥式整流电路，桥式整流电路上连接有开关继电器S₃。本发明用于使WPT***在宽负载范围内保持高效率。

Description

基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***及其优化方法

技术领域

本发明属于无线电传输技术领域，具体涉及一种基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***及其优化方法。

背景技术

无线功率传输(wireless power transfer，WPT)技术已经应用于许多工业应用，如LEDs、自动引导汽车、电动汽车、铁路等，因为它可以在电源和负载之间进行无线功率传输，而不需要任何直接的电气连接。对于WPT***，***效率是需要认真考虑的关键性能之一，因为它显著影响经济效益。一般情况下，WPT***的最优传输效率只出现在某一特定负载值，即当负载偏离最优值时，传输效率会严重下降。不幸的是，大多数WPT应用场合的典型负载是电池，而电池的等效负载阻抗在充电期间会发生变化。因此，在宽负载范围内保持高效率是WPT***的主要挑战。在以往的文献中对这一问题做了大量的研究，主要提出了四类解决方法：

1)第一种方法是利用功率转换器，例如dc/dc转换器，有源整流器实现最大效率点跟踪控制方案。该方法通过控制功率转换器将负载转换为最优负载。尽管通过这些方法可以显著提高WPT效率，但由于引入了一些额外的功率损耗，例如开关损耗，以及需要额外的安装空间，功率转换器仍然对WPT***产生负面影响；

2)第二种方法是调节***工作频率。然而，这种方法是受到限制的，因为它需要遵守工业科学医学频带的规定；

3)第三种方法是使用可切换电路来创建多个效率负载曲线。通过切换，***参数或拓扑在不同的负载范围内被选择性地改变。然后，***效率保持在曲线的顶部区域。使用可切换电容/电感矩阵或可切换LCL电路可有效的对负载电阻进行变换。然而，大量附加的无源组件和开关增加了***的规模和复杂性；

4)为了在不需要复杂控制的情况下保持高效率，最近提出了一种运行模式选择(Operation mode selection，OMS)方法。遗憾的是，OMS更适合轻载情况，因为它只能将最优负载转换为原来的4倍。

目前的方法或多或少都还存在一定的问题，因此，提出一种使WPT***在宽负载范围内保持高效率的设计方法仍然是一个重大挑战。

发明内容

本发明的目的在于：

为解决现有技术中WPT***难以始终保持在高效率区域工作的问题，提供一种基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***及其优化方法。

本发明采用的技术方案如下：

基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***，包括发射端电路和接收端电路，所述发射端电路包括直流输入电压U_DC、桥式逆变电路和发射线圈电路，所述发射线圈电路包括依次连接的发射线圈谐振补偿电容C_P、发射线圈和发射线圈内阻R_P，所述发射线圈的寄生电感为L_P，所述接收端电路包括接收线圈电路，所述接收线圈电路包括依次连接的接收线圈谐振补偿电容C_S、接收线圈和接收线圈内阻R_S，所述接收线圈的寄生电感为L_S，所述发射线圈与接收线圈之间的互感为M，所述接收线圈电路的两端通过开关继电器S₁连接有负载阻抗调节电容C_ST，接收线圈电路还连接有LCC拓扑补偿线圈，所述LCC拓扑补偿线圈的电感为L_T，LCC拓扑补偿线圈的两端通过开关继电器S₂连接有SS拓扑补偿电容C_T，LCC拓扑补偿线圈还连接有桥式整流电路，所述桥式整流电路的两端分别连接有滤波电容C_D和负载电阻R_L，所述桥式整流电路上连接有开关继电器S₃。

进一步地，所述桥式逆变电路由4个三极管Q₁、Q₂、Q₃和Q₄组成高频逆变器。

进一步地，所述桥式整流电路由4个整流二极管D₁、D₂、D₃和D₄组成。

基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***优化方法，使用上述的***，包括如下步骤：

将开关继电器S₁、S₂、S₃的接通和断开分别组合设置为四种***模式：

当S₁，S₃断开，S₂闭合时，WPT***是原始的全桥整流S-S***S-S-F模式，***的最优等效交流负载R_Seqopt表示为：

当S₁断开，S₂、S₃接通时，整流器由全桥状态转换为半桥状态，此时的WPT***是带有半桥整流器的S-S***S-S-H模式，将等效交流负载R_Seq转换为S-S-F模式的1/4，此时S-S-H模式的最优直流负载R_LHSopt与S-S-F模式的R_LFSopt的关系为：

R_LHSopt＝4·R_LFSopt (11)

当S₂,S₃断开，S₁闭合时，WPT***转换为全桥整流S-LCC***S-LCC-F模式，根据基尔霍夫定理，得到以下方程：

将***效率η定义为：

通过求解式(3)得到各电流表达式并代入式(4)，效率η可表示为：

其中，A＝²·R_Ceq,B＝²·M²，

为进一步求解***最优等效交流负载，对效率进行求导：

得到此时***最优等效交流负载：

此时，将S₃接通，整流器由全桥状态转换为半桥状态，此时的WPT***是带有半桥整流器的S-LCC***S-LCC-H模式，同理此时最优直流负载R_LHCopt与S-LCC-F模式的R_LFCopt的关系为：

R_LHCopt＝4·R_LFCopt (16)

由式(2)可知，S-S-F模式的R_Seqopt与WPT***固有参数M，ω，R_P和R_S高度相关，当WPT***参数固定时，R_Seqopt也相应固定。然而，除了WPT***固有参数外，S-LCC-F模式的最优等效交流负载R_Ceqopt还与C_ST相关，故可通过设计C_ST来调节R_Seqopt和R_Ceqopt之间的关系，R_Seqopt和R_Ceqopt之间的关系定义为：

R_Ceqopt＝n·R_Seqopt (17)

将式(2)、式(7)代入式(9)可得：

其中：D＝R_PR_S，此时R_LFCopt等于nR_LFSopt；

对于不同的n值，通过改变WPT***的最优直流负载，构造出四条效率曲线，通过在每条曲线的连接处改变开关状态，实现效率优化。

进一步地，通过改变开关状态实现效率优化的方法如下：

对于0<n<0.25，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFCopt<R_LHCopt<R_LFSopt<R_LHSopt；

对于0.25<n<1，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFCopt<R_LFSopt<R_LHCopt<R_LHSopt；

对于1<n<4，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFSopt<R_LFCopt<R_LHSopt<R_LHCopt；

对于n>4，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFSopt<R_LHSopt<R_LFCopt<R_LHCopt；

将不同n值下各模式负载的相邻效率曲线的连接处负载值均设为R₁，R₂，R₃，其中R₁<R₂<R₃，当R_L分别处于小于R₁范围、R₁-R₂范围、R₂-R₃范围和大于R₃范围时，分别选取所在范围效率最高的曲线，并将***切换为对应模式。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1、本发明提出了一种混合可重构的高效WPT***，在该***中，通过混合重构电路拓扑(S-S/S-LCC)和整流运行模式(全桥/半桥)，可将最优负载转换为原来的n/4/4n次，使WPT***始终工作在高效率区域，克服现有技术中几种方法的缺陷，解决了***受限制的问题。

2、本发明的***体积较小，不需要增加额外的dc/dc变换器，只需三个低速低成本开关、一个电感器和两个电容器就可以实现所提出的WPT***的混合重构。本发明***中的线圈无需特殊设计，***不引入无功功率，有效降低了***的复杂度，提升了效率。

附图说明

图1为本发明的宽负载范围高效WPT***拓扑结构图；

图2为本发明***S₁，S₃断开，S₂闭合时的电路图；

图3为本发明***S₁断开，S₂、S₃闭合时的电路图；

图4为本发明***S₂，S₃断开，S₁闭合时的电路图；

图5为本发明***S₂断开，S₁、S₃闭合时的电路图；

图6为本发明***0<n<0.25时，各模式下的负载与效率曲线图；

图7为本发明***0.25<n<1时，各模式下的负载与效率曲线图；

图8为本发明***1<n<4时，各模式下的负载与效率曲线图；

图9为本发明***n>4时，各模式下的负载与效率曲线图。

图中各变量分别表示：

U_DC：直流输入电压

V_P：逆变器输出电压

I_P：发射线圈电流

L_P：发射线圈寄生电感

C_P：发射线圈谐振补偿电容

R_P：发射线圈内阻

M：发射线圈与接收线圈之间的互感

L_S：接收线圈寄生电感

C_S：接收线圈谐振补偿电容

R_S：接收线圈内阻

I_S：接收线圈电流

C_T：SS拓扑补偿电容

C_ST：负载阻抗调节电容

V_S：整流桥输入电压

V_O：整流桥输出电压

R_L：负载电阻

L_T：LCC拓扑补偿电感

I_T：整流桥输入电流

ω：***工作角频率

S₁-S₃：开关继电器。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明的基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***优化方法，包括如下步骤：

将开关继电器S₁、S₂、S₃的接通和断开分别组合设置为四种***模式：

当S₁，S₃断开，S₂闭合时，WPT***是原始的全桥整流S-S***S-S-F模式，***的最优等效交流负载R_Seqopt表示为：

当S₁断开，S₂、S₃接通时，整流器由全桥状态转换为半桥状态，此时的WPT***是带有半桥整流器的S-S***S-S-H模式，将等效交流负载R_Seq转换为S-S-F模式的1/4，S-S-H模式的最优直流负载R_LHSopt与S-S-F模式的R_LFSopt的关系为：

R_LHSopt＝4·R_LFSopt (20)

当S₂,S₃断开，S₁闭合时，WPT***转换为全桥整流S-LCC***S-LCC-F模式，根据基尔霍夫定理，得到以下方程：

将***效率η定义为：

通过求解式(3)得到各电流表达式并代入式(4)，效率η可表示为：

其中，A＝2·R_Ceq,B＝²·M²，

为进一步求解***最优等效交流负载，对效率进行求导：

得到此时***最优等效交流负载：

此时，将S₃接通，整流器由全桥状态转换为半桥状态，此时的WPT***是带有半桥整流器的S-LCC***S-LCC-H模式，同理此时最优直流负载R_LHCopt与S-LCC-F模式的R_LFCopt的关系为：

R_LHCopt＝4·R_LFCopt (25)

由式(2)可知，S-S-F模式的R_Seqopt与WPT***固有参数M，ω，R_P和R_S高度相关，当WPT***参数固定时，R_Seqopt也相应固定，除了WPT***固有参数外，S-LCC-F模式的最优负载R_Ceqopt还与C_ST相关，故可通过设计C_ST来调节R_Seqopt和R_Ceqopt之间的关系，R_Seqopt和R_Ceqopt之间的关系定义为：

R_Ceqopt＝n·R_Seqopt (26)

将式(2)、式(7)代入式(9)可得：

其中：D＝R_PR_S，此时R_LFCopt等于nR_LFSopt；

对于不同的n值，通过改变WPT***的最优直流负载，构造出四条效率曲线，通过在每条曲线的连接处改变开关状态，实现效率优化。

进一步地，通过改变开关状态实现效率优化的方法如下：

对于0<n<0.25，各模式下的最优负载大小排列为R_LFCopt<R_LHCopt<R_LFSopt<R_LHSopt；

对于0.25<n<1，各模式下的最优负载大小排列为R_LFCopt<R_LFSopt<R_LHCopt<R_LHSopt；

对于1<n<4，各模式下的最优负载大小排列为R_LFSopt<R_LFCopt<R_LHSopt<R_LHCopt；

对于n>4，各模式下的最优负载大小排列为R_LFSopt<R_LHSopt<R_LFCopt<R_LHCopt；

将不同n值下各模式负载的相邻效率曲线的连接处负载值均设为R₁，R₂，R₃，其中R₁<R₂<R₃，当R_L分别处于小于R₁范围、R₁-R₂范围、R₂-R₃范围和大于R₃范围时，分别选取所在范围效率最高的曲线，并将***切换为对应模式。

其中参数配置如下：

(1)ω＝2πf

式中，f为***工作频率，

下表中列出了本发明WPT***的不同模式与对应的开关状态。

表1

高频逆变器将直流输入电压V_in变换为高频交流电压，并为其后的谐振网络供电。其中，谐振补偿电容C_P的作用在于使原边线圈工作于谐振状态，避免引入无功电流，并形成与高频交流电压相同频率的高频交流电流通过原边线圈，在原边线圈周围产生高频交变磁场。接收线圈在原边线圈产生的高频交变磁场中感应产生高频交流电压，并作为等效电压源为接收端电路供电。接收端补偿电容C_S的作用在于使接收端工作于谐振状态，避免引入无功电流。根据开关S₁-S₃的不同状态组合，所提出的高效WPT***可分为4种不同的模式。当S₁、S₃关断、S₂闭合时，WPT***为具有全桥整流的原S-S***(S-S-F)，如图2所示。当S₁断开，S₂、S₃闭合时，WPT***为具有半桥整流器的S-S***(S-S-H)，如图3所示。当S₁闭合，S₂、S₃关断时，WPT***为具有全桥整流的S-LCC***(S-LCC-F)，如图4所示。当S₁、S₃闭合，S₂关断时，WPT***为具有半桥整流的S-LCC***(S-LCC-H)，如图5所示。R_Seq(R_Ceq)是交流等效负载电阻。

以1<n<4例，如图8所示，各模式下的最优负载大小排列为R_LFSopt<R_LFCopt<R_LHSopt<R_LHCopt；将该n值下各模式负载的相邻效率曲线的连接处负载值分别设为R₁，R₂，R₃，当R_L小于R₁范围时，S₁，S₃断开，S₂闭合，WPT***工作在S-S-F模式；当R_L处于R₁-R₂范围时，S₂，S₃断开，S₁闭合，WPT***工作在S-LCC-F模式；当R_L处于R₂-R₃范围时，S₁断开，S₂，S₃闭合，WPT***工作在S-S-H模式；当R_L大于R₃时，S₂断开，S₁，S₃闭合，WPT***工作在S-LCC-H模式；通过切换WPT***工作模式，WPT***的效率在宽负载范围内始终保持在效率曲线的顶部区域，***获得高效率输出。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***，其特征在于，包括发射端电路和接收端电路，所述发射端电路包括直流输入电压U_DC、桥式逆变电路和发射线圈电路，所述发射线圈电路包括依次连接的发射线圈谐振补偿电容C_P、发射线圈和发射线圈内阻R_P，所述发射线圈的寄生电感为L_P，所述接收端电路包括接收线圈电路，所述接收线圈电路包括依次连接的接收线圈谐振补偿电容C_S、接收线圈和接收线圈内阻R_S，所述接收线圈的寄生电感为L_S，所述发射线圈与接收线圈之间的互感为M，所述接收线圈电路的两端通过开关继电器S₁连接有负载阻抗调节电容C_ST，接收线圈电路还连接有LCC拓扑补偿线圈，所述LCC拓扑补偿线圈的电感为L_T，LCC拓扑补偿线圈的两端通过开关继电器S₂连接有SS拓扑补偿电容C_T，LCC拓扑补偿线圈还连接有桥式整流电路，所述桥式整流电路的两端分别连接有滤波电容C_D和负载电阻R_L，所述桥式整流电路上连接有开关继电器S₃。

2.根据权利要求1所述的基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***，其特征在于，所述桥式逆变电路由4个三极管Q₁、Q₂、Q₃和Q₄组成高频逆变器。

3.根据权利要求1所述的基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***，其特征在于，所述桥式整流电路由4个整流二极管D₁、D₂、D₃和D₄组成。

4.基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***优化方法，使用权利要求1-3所述的***，其特征在于，包括如下步骤：

将开关继电器S₁、S₂、S₃的接通和断开分别组合设置为四种***模式：

当S₁，S₃断开，S₂闭合时，WPT***是原始的全桥整流S-S***S-S-F模式，***的最优交等效流负载R_Seqopt表示为：

当S₁断开，S₂、S₃接通时，整流器由全桥状态转换为半桥状态，此时的WPT***是带有半桥整流器的S-S***S-S-H模式，将等效交流负载R_Seq转换为S-S-F模式的1/4。因此，S-S-H模式的最优直流负载R_LHSopt与S-S-F模式的R_LFSopt的关系为：

R_LHSopt＝4·R_LFSopt (2)

当S₂,S₃断开，S₁闭合时，WPT***转换为全桥整流S-LCC***S-LCC-F模式，根据基尔霍夫定理，得到以下方程：

将***效率η定义为：

通过求解式(3)得到各电流表达式并代入式(4)，效率η可表示为：

其中，A＝ω²·R_Ceq,B＝ω²·M²，

为进一步求解***最优等效交流负载，对效率进行求导：

得到此时***最优等效交流负载：

此时，将S₃接通，整流器由全桥状态转换为半桥状态，此时的WPT***是带有半桥整流器的S-LCC***S-LCC-H模式，此时最优直流负载R_LHCopt与S-LCC-F模式的R_LFCopt的关系为：

R_LHCopt＝4·R_LFCopt (7)

由式(2)可知，S-S-F模式的R_Seqopt与WPT***固有参数M，ω，R_P和R_S高度相关，当WPT***参数固定时，R_Seqopt也相应固定。除了WPT***固有参数外，S-LCC-F模式的最优交流等效负载R_Ceqopt还与C_ST相关，故通过设计C_ST来调节R_Seqopt和R_Ceqopt之间的关系，R_Seqopt和R_Ceqopt之间的关系定义为：

R_Ceqopt＝n·R_Seqopt (8)

将式(2)、式(7)代入式(9)可得：

其中：D＝R_PR_S，此时R_LFCopt等于nR_LFSopt；

对于不同的n值，通过改变WPT***的最优直流负载，构造出四条效率曲线，通过在每条曲线的连接处改变开关状态，实现效率优化。

5.根据权利要求4所述的基于混合负载匹配的宽负载范围高效WPT***优化方法，其特征在于，通过改变开关状态实现效率优化的方法如下：

对于0<n<0.25，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFCopt<R_LHCopt<R_LFSopt<R_LHSopt；

对于0.25<n<1，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFCopt<R_LFSopt<R_LHCopt<R_LHSopt；

对于1<n<4，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFSopt<R_LFCopt<R_LHSopt<R_LHCopt；

对于n>4，各模式下的最优直流负载大小排列为R_LFSopt<R_LHSopt<R_LFCopt<R_LHCopt；

将不同n值下各模式负载的相邻效率曲线的连接处负载值均设为R₁，R₂，R₃，其中R₁<R₂<R₃，当R_L分别处于小于R₁范围、R₁-R₂范围、R₂-R₃范围和大于R₃范围时，分别选取所在范围效率最高的曲线，并将***切换为对应模式。

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