CN113595945B - 一种适用于5g***pdsch的信道估计方法 - Google Patents

一种适用于5g***pdsch的信道估计方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法，属于通信技术领域。结合DFT信道估计算法基本思想，首先根据LS算法估计得到的导频DMRS处频域响应，再加汉明窗后进行离散傅里叶逆变换，然后取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数和最大值的平均值，作为循环前缀内的阈值门限进行降噪操作，最后经过离散傅里叶变换并去窗函数后得到信道估计结果。本发明不仅能抑制非整数倍时延信道下存在能量泄露的影响，而且能有效滤除循环前缀内噪声，提高信道估计的准确性。

Description

一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法
技术领域
本发明属于通信技术领域，涉及一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法。
背景技术
5G***下的PDSCH主要用于发送下行数据、承载寻呼信息以及部分***信息的发送。信道估计技术作为5G终端能否准确有效恢复出发射信号的关键，在接收端整个链路中起着极其重要的作用。在信号传输过程中，因为信道环境的随机性和时变性，通信传输质量会受到很大影响。为了保证接收端能够无失真地接收到发送端的信号，通常需要采用信道估计技术。
工程实现中最常用的是基于最小二乘(Least-Square，LS)的信道估计算法，复杂度低，易实现，无需获取信道中相关的先验信息，但是没有考虑噪声的影响，信噪比较小时均方误差较大。基于线性最小均方误差(LinearMinimum MeanSquared，LMMSE)的信道估计算法虽然很好的抑制了噪声的影响，是目前基于导频信道估计算法中最优准则，但不足的是需要获取信道的先验信息，这在突发通信***中是很难获得的，并且由于涉及大量的矩阵求逆过程导致算法复杂度较高，硬件实现起来非常困难。相比于LS算法和LMMSE算法，基于离散傅立叶变换(Discrete FourierTransform，DFT)的信道估计算法在噪声处理上有了一定的改善，硬件实现也并不复杂，性能介于二者之间，但不足的是传统的DFT算法只是去除了循环前缀(Cyclic Prefix，CP)外的噪声而没有滤除循环前缀内的噪声，并且没有考虑非整数倍时延信道下存在的能量泄露问题，这会影响算法的性能。为抑制循环前缀内噪声的影响，现有的改进DFT算法中大多数是在循环前缀内设置阈值和判决门限来滤除噪声样本点，阈值的选取一般是基于循环前缀内外样本点的能量值和幅度模，以平均值、最大值或者中位数方式来设定阈值门限。中国专利CN104468426A中提出以每个抽头检测的错误概率最低时所对应的阈值作为噪声过滤中的过滤阈值，能降低信道能量泄漏的影响，却无法很好解决在遇到突发大脉冲噪声影响的情况下，阈值过大滤除有效数据，阈值过小无法滤除噪声的问题；中国专利CN201910212458.6中提出循环前缀外的噪声样本点与循环前缀内的样本点进行平滑处理得到噪声滤除阈值，解决了线脉冲噪声干扰导致阈值门限设置过大而滤除循环前缀内有用样本点的问题，但没有考虑系非整数倍时延信道下存在能量泄露的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法，取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数和最大值的平均值作为循环前缀内的阈值门限进行降噪操作，并加入窗函数，来同时达到滤除循环前缀内噪声和非整数倍时延信道下存在能量泄露的影响。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法，包括以下步骤：
S1：根据LS算法思想，将接收到的导频信号与本地生成的导频信号相除得到导频处的信道频域响应估计值；
S2：将LS算法估计得到的导频处频域响应与频域窗函数相乘后经过离散傅里叶逆变换转换到时域；
S3：进行时域降噪操作，包括循环前缀外样本点全部置零，取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数和最大值的平均值作为循环前缀内的阈值门限进行降噪操作；
S4：将滤除噪声的时域数据点进行离散傅里叶变换转换到频域，再除去窗函数后得到全部的信道估计频域响应结果；
进一步，所述步骤S1具体包括：利用LS算法得到导频子载波的信道频率响应HLS表示为：
HLS(k)＝Y(k)/X(k)＝H(k)+W(k)/X(k)
其中X(k)为发送端发送的导频信号，Y(k)为接收端接收到的导频信号，W(k)为信道传输过程中加入的噪声。
进一步，在所述步骤S2包括以下步骤：
S21：将LS估计算法得到的导频频域响应与窗函数相乘可得Hw(k)表示为：
Hw(k)＝HLS(k)·C(k)
其中C(k)为汉明窗函数得频域形式。
S22：使用LS算法得到导频子载波的信道频率响应加窗函数后，再利用离散傅里叶逆变换将导频频域信道响应转换到时域得到第n个样本点的信道冲激响应得到hLS(n)，表示为：
Figure BDA0003196725950000021
其中0≤n≤N-1，w(n)＝IDFT(W(k)/X(k))。
进一步，步骤S3包括以下步骤：
S31：导频频域信道响应转换到时域后，将循环前缀以外的样本点全部置零，表示为：
Figure BDA0003196725950000031
其中NCP为循环前缀的长度，hDFT(n)为循环前缀外降噪操作后的循环前缀以内的样本点，L为信道冲激响应长度，N为样本点总长度。
S32：取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数T1,表示为：
T1＝mediam||hDFT-1(NCP)|,|hDFT-1(NCP+1)|,…,|hDFT-1-(N-1)|]
其中mediam函数表示取中位数，再取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模最大值T2,表示为：
T2＝max[|hDFT-1(NCP)|,|hDFT-1(NCP+1)|,…,|hDFT-1(N-1)|]
其中max函数表示取最大值。再求T1和T2的平均值T为：
Figure BDA0003196725950000032
将T作为循环前缀内的阈值降噪门限，将大于阈值门限的样本点保留且小于阈值门限的样本点置零可得到降噪后的信道时域响应hnew-DFT(n)。
进一步，步骤S4具体包括以下步骤：
S41：将滤除噪声的时域数据点进行离散傅里叶变换转换到频域，表示为：
Hnew-DFT(k)＝DFT[hnew-DFT(n)]
S42：再除去窗函数得到滤除噪声后的信道估计的全部频域响应结果HDFT(k)，可表示为：
HDFT(k)＝Hnew-DFT(k)/W(k)。
本发明的有益效果在于：取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数和最大值的平均值作为循环前缀内的阈值门限进行降噪操作，有效地滤除循环前缀内的噪声，而加入窗函数可以抑制离散傅里叶逆变换过程中能量泄露的影响。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
图1为本发明优选实施例所述的5G OFDM***中基于DMRS导频的信道估计***流程图；
图2为本发明所述适用于5G***PDSCH的信道估计方法流程图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
请参阅图1～图2。
本发明适用于如图1所示的5G***中，假设为单天线模型，导频信号为3GPP 5G NR协议中标准的DMRS信号。在5G OFDM***发射端输入的二进制数据流经过调制、串并转换、***导频、快速傅里叶逆变换(Inverse Fast FourierTransform,IFFT)将N个子载波频域数据XL(k)转换成时域数据xl(n)然后再加上循环前缀，其长度通常大于最大信道延迟，IFFT变换公式如下：
Figure BDA0003196725950000041
经过并串转换后发送到多径信道，其信道的冲激响应可以表示为：
Figure BDA0003196725950000042
其中l为信道多径信道的径数,ai是第i条路径的振幅,τi是第i条路径的延迟。信号通过多径衰落信道并去除循环前缀后，与信道响应进行卷积运算得到的时域信号可表示为:
Figure BDA0003196725950000051
式中w(n)为加性高斯白噪声，进行离散傅立叶变换得到频域信号为：
YR(k)＝XL(k)H(k)+W(k),0≤k≤N-1
式中XL(k)是发射信号，YR(k)是接收信号，H(k)是多径信道的频率响应，W(k)为频域中的噪声响应。
基于该***，结合图1以及图2，以一个发射天线端口到一根接受天线为例，本发明所述的一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法中的各个步骤如下：
步骤S1：对5G***中接收信号的频域数据YR(k)提取的导频信号Y(k)与本地生成的导频信号X(k)相除得到导频处的信道频域响应估计值HLS(k)为；
HLS(k)＝Y(k)/X(k)＝H(k)+W(k)/X(k)
其中，0≤n≤N-1，w(n)＝IDFT(W(k)/X(k))为噪声信号。信道的有用CIR主要集中在循环前缀内前L个样本点上，并且在循环前缀之外仅包括噪声，可以得到：
Figure BDA0003196725950000052
步骤S2：将LS估计算法得到的导频频域响应与窗函数相乘可得Hw(k)表示为：
Hw(k)＝HLS(k)·C(k)
C(k)为汉明窗函数的频域形式，汉明窗简单实用且适用于未知信号，那么也适用于实际***受到噪声干扰的接收信号，另外汉明窗的旁瓣和波动较小，且选择性较高，根据旁瓣越小泄露越少的原则可知汉明窗更能有效的抑制能量泄露的影响，所以窗函数选择汉明。
LS算法得到导频子载波的信道频率响应加窗函数后，再利用离散傅里叶逆变换将导频频域信道响应转换到时域得到第n个样点的信道冲激响应得到hLS(n)，表示为：
Figure BDA0003196725950000053
其中0≤n≤N-1，w(n)＝IDFT(W(k)/X(k))，k＝0,1…N-1表示导频子载波序号。
步骤S3：具体包括以下步骤：
Step1：根据传统DFT算法原理，当n≥L时，hLS(n)＝0。所以最后的N-L个采样点可以看作是噪声，L为信道冲击响应长度，所以导频频域信道响应转换到时域后，可以将循环前缀以外的样本点全部置零，表示为：
Figure BDA0003196725950000061
Step2：取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数T1,表示为：
T1＝mediam[|hDFT-1(NCP)|,|hDFT-1(NCP+1)|,…,|hDFT-1(N-1)|]
再取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模最大值T2,表示为：
T2＝max[|hDFT-1(NCP)|,|hDFT-1(NCP+1)|,…,|hDFT-1(N-1)|]
求T1和T2的平均值T为：
Figure BDA0003196725950000062
将T作为循环前缀内的阈值降噪门限，将大于阈值门限的样本点保留且小于阈值门限的样本点置零可得到降噪后的信道时域响应hnew-DFT(n)，降噪操作为：
Figure BDA0003196725950000063
步骤S4：将hnew-DFT(n)转换到频域再除去窗函数。由于算法过程中利用LS估计得到导频频域响应后，通过加汉明窗来抑制非整数倍时延信道下信号能量泄露对选取阈值门限的影响，当然频域加窗的效果同时可以抑制非整数倍时延信道下有用信号的能量泄露，从而进一步提高DFT改进算法的估计性能。在时域降噪后通过离散傅里叶变换并除以窗函数获取全部信道的频域响应为：
HDFT(k)＝DFT[hnew-DFT]/C(k)
本发明实施例基于5G OFDM***基本模块与流程，以DMRS为导频信号，在传统DFT信道估计算法的基础上，分别进行循环前缀外和循环前缀内降噪操作，循环前缀外全部置零降噪，再取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数和最大值的平均值作为循环前缀内的阈值门限进行降噪操作，有效滤除循环前缀内的噪声分量；同时在进行离散傅里叶逆变换前加入汉明窗，来达到抑制离散傅里叶逆变换过程中能量泄露对信道估计精度造成的影响。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (2)

1.一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法，其特征在于：该方法包括以下步骤：
S1：根据LS算法思想，将接收到的导频信号与本地生成的导频信号相除得到导频处的信道频域响应估计值；
S2：将LS算法估计得到的导频处频域响应与频域窗函数相乘后经过离散傅里叶逆变换转换到时域；
S3：进行时域降噪操作，包括循环前缀外样本点全部置零，循环前缀内基于阈值门限滤除噪声样本点；
S4：将降噪后的数据点转换成全部的信道频域响应结果；
所述S1中，导频信号选取3GPP协议R15版本5G***中标准的DMRS参考信号；
所述S2中，窗函数选取汉明窗表示为：
Figure FDA0004253833680000011
N表示样本点总长度；
所述S2具体包括以下步骤：
S21：首先使用LS算法得到导频子载波的信道频率响应，再利用离散傅里叶逆变换将导频频域信道响应转换到时域得到第n个样点的信道冲激响应；
S22：将LS估计算法得到的导频频域响应与窗函数相乘；
所述S3具体包括以下步骤：
S31：将时域循环前缀外样本点全部置零消除循环前缀外的噪声分量；
S32：取循环前缀外所有样本点的信道响应幅度模中位数和最大值的平均值作为循环前缀内的阈值门限进行降噪操作，滤除循环前缀内的噪声分量。
2.根据权利要求1所述的一种适用于5G***PDSCH的信道估计方法，其特征在于：所述S4具体包括以下步骤：
S41：将滤除噪声的时域数据点进行离散傅里叶变换转换到频域；
S42：去窗操作，将S41所得的频域数据除以频域的窗函数便可得到全部的信道频域响应。
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