CN113497560B - 一种升降压变换器的控制方法 - Google Patents

一种升降压变换器的控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113497560B
CN113497560B CN202110837566.XA CN202110837566A CN113497560B CN 113497560 B CN113497560 B CN 113497560B CN 202110837566 A CN202110837566 A CN 202110837566A CN 113497560 B CN113497560 B CN 113497560B
Authority
CN
China
Prior art keywords
input
voltage
output
stage
switching tube
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110837566.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN113497560A (zh
Inventor
不公告发明人
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd filed Critical Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority to CN202110837566.XA priority Critical patent/CN113497560B/zh
Publication of CN113497560A publication Critical patent/CN113497560A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113497560B publication Critical patent/CN113497560B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及开关变换器领域，特别涉及一种升降压变换器的控制方法，控制方法包括：根据输入电压和输出电压的大小，或输入电压、输出电压和输出电流的大小，动态调节输入阶段和输入输出阶段的时间，使升降压电路在全输入输出电压范围内电感电流峰值较小，从而降低开关管的关断损耗和导通损耗，提升了升降压变换器在宽输入输出电压范围下的输出效率。

Description

一种升降压变换器的控制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器领域，特别涉及一种升降压变换器的控制方法。
背景技术
BUCK-BOOST升降压电路可用于输入电压大于、等于、或小于输出电压的场合。请参考图1、图2，申请专利号为10/214,859，发明名称为《BUCK-BOOST DC-DC SWITCHINGPOWERCONVERSION》的美国专利中公开了一种BUCK-BOOST DC-DC开关电源转换器的控制方法，其公开了BUCK-BOOST每阶段时间控制方法，其中输入阶段T1和输入输出阶段T2的控制引入了输入电压Vin、输出电压Vo的分压，其分压采用固定分压电阻。在实施例中，进一步给出了两种优化措施：1、变频模式：固定输入阶段T1和输入输出阶段T2长度，改变钳位阶段T4长度来调节输出工作电压，如图1所示；2、定频模式：固定周期TFIX和输入输出阶段T2长度，改变输入阶段T1长度来调节电压，如图2所示。
然而，在宽输入输出升降压的应用场合中，固定任何一个阶段都难以使全工况效率达到最优，如在上述变频模式下，当输入电压Vin远小于输出电压Vo时，为了满足输出功率，输入阶段T1时间将较长，若输入阶段T1固定，则在输入电压Vin远大于输出电压Vo时，在固定的输入阶段T1时间内，流过电感L的电感电流IL峰值将会非常大，从而使整个***效率下降。
而在定频模式下，当输入电压Vin远小于输出电压Vo时，随着负载的减小，输入阶段T1减小，输入输出阶段T2固定，在输入输出阶段T2阶段结束时，电感电流会出现倒灌现象，从而导致时序逻辑异常。以上两种四管BUCK-BOOST的控制方法均不适用宽输入输出应用场合。
申请号为15/227,722，发明名称为《REDUCING SWITCHING LOSSES IN POWERCONVERTERS》的美国专利中，进一步给出优化输入阶段T1的措施：输入阶段T1＝输入阶段的反转时间TX+电感器中存储能量的存储持续时间TS，如图3所示，其主要特点于：可以设置存储阶段的最小持续时间TSZ，即设置最小输入阶段T1时间，确保在轻载时，在最小输入阶段T1时间内，电感的激磁电流能够使开关管S3实现ZVS(零电压开通)，从而实现宽范围负载上所有开关管的ZVS。该专利仅对轻载时输入阶段T1进行了优化，也无法实现在宽输入输出电压范围内的高效调节。
申请号为15/368,208，发明名称为《CONTROL OF BUCK-BOOST POWER CONVERTERWITH INPUT VOLTAGE TRACKING》的美国专利中，进一步给出优化输入输出阶段T2的措施：在非常窄的输入输出电压应用场合下，通过增加输入输出阶段T2时间，实现在窄范围内的高效率，如图4所示。该专利仅适用于在窄范围应用场合，也无法实现宽输入输出电压范围内的高效调节。
综上，现有的BUCK BOOST控制方法并不适用宽输入输出电压应用场合，在宽输入输出电压范围下，存在时序逻辑异常和效率低的问题。
发明内容
鉴于现有的BUCK BOOST电源变换器控制方法在宽输入电压Vin、宽输出电压Vo的应用场合下存在时序逻辑异常以及无法全电压范围实现高效率的问题，本发明提出了一种升降压电路的控制方法，通过自适应动态调节输入阶段T1、输入输出阶段T2，使升降压电路在较宽的输入输出范围内，时序逻辑正常且电感电流峰值较小，功率器件的导通损耗和关断损耗均得到降低，从而整机效率得到提高。
为了实现上述发明目的，本发明采用以下技术方案：
一种升降压变换器的控制方法，用于控制一种升降压变换器，所述升降压变换器的主功率电路包括用于接收输入电压的输入端、用于产生输出电压的输出端、开关组件以及电感；其中，开关组件具有开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4；主功率电路在一个工作周期的工作时序分为四个阶段，四个阶段依序为输入阶段、输入输出阶段、输出阶段以及钳位阶段；在输入阶段，开关管Q1和开关管Q4导通，开关管Q2和开关管Q3关断；在输入输出阶段，开关管Q1和开关管Q3导通，开关管Q2和开关管Q4关断；在输出阶段，开关管Q2和开关管Q3导通，开关管Q1和开关管Q4关断；在钳位阶段，开关管Q2和开关管Q4导通，开关管Q1和开关管Q3关断，控制方法包括：
当输入电压小于输出电压时，根据输入电压和输出电压或根据输入电压、输出电压和主功率电路的输出电流的大小，动态调节输入阶段和输入输出阶段的时间，具体地：在满足在输出阶段开关管Q2可实现零电压开通条件下，通过减小输入阶段的时间以及增加输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减少；
当输入电压大于等于输出电压时，根据输入电压和所述输出电压或根据输入电压、输出电压和主功率电路的输出电流的大小，动态调节输入阶段和输入输出阶段的时间，具体地：在满足在输入输出阶段开关管Q3可实现零电压开通条件下，通过减小输入阶段的时间以及增加输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减小。
优选地，当输入电压小于输出电压时，在满足在输出阶段开关管Q2可实现零电压开通条件下，通过最大限度地减小输入阶段的时间以及最大限度地增加输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减少。
优选地，当输入电压大于等于输出电压时，在满足在输入输出阶段开关管Q3可实现零电压开通条件下，通过最大限度地减小输入阶段的时间以及最大限度地增加输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减少。
优选地，采用多组受输入电压和/或输出电压控制的分压电阻组合并联组合的方式产生输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
优选地，采用多组受输入电压和输出电压或受输入电压、输出电压和主功率电路的输出电流控制的三端控制器和固定电阻组合的方式产生输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
优选地，采用多组受输入电压和/或输出电压控制的压控恒流源转换系数的方式产生输入阶段和输入输出阶段的控制信号，其中，压控恒流源的转换系数为一个函数，其函数中变量包括输入电压和/或输出电压；或采用多组受输入电压、输出电压和主功率电路的输出电流控制的压控恒流源转换系数的方式产生输入阶段和输入输出阶段的控制信号，其中，压控恒流源的转换系数为一个函数，其函数中变量包括输入电压、输出电压和主功率电路的输出电流。
优选地，通过采用数字控制器采样输入电压和输出电压，并通过数字控制器生成关于输入电压和/或输出电压的函数的方式产生输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
优选地，通过采用数字控制器采样输入电压、输出电压和输出电流中的前两个或三个参数，并通过查表法产生输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
在任意输入输出工况下，采样升降压控制器相关信号，所述采样信号不局限于输入电压、输出电压、输出电流等参数，自适应地动态调节输入阶段和输入输出阶段，使升降压电路在全输入输出电压范围内电感的电流峰值较小，从而降低了开关管的关断损耗和导通损耗，提升了升降压变换器在宽输入输出电压范围下的输出效率。
附图说明
图1为现有升降压BUCKBOOST变频模式下电感电流波形图；
图2为现有升降压BUCKBOOST定频模式下的电感电流波形图；
图3为现有升降压BUCKBOOST优化输入阶段的电感电流波形图；
图4为现有升降压BUCKBOOST优化输入输出阶段的电感电流波形图；
图5为本发明升降压变换器的主功率电路图；
图6为本发明升降压变化器的时序逻辑图；
图7为本发明升降压变换器输入阶段的控制电路示意图；
图8为本发明升降压变换器输入输出阶段的控制电路示意图；
图9(a)为本发明在输入电压小于输出电压时电感电流波形图；
图9(b)为本发明在输入电压等于输出电压时电感电流波形图；
图9(c)为本发明在输入电压大于输出电压时电感电流波形图；
图10(a)为本发明实施例1中输入阶段控制电路示意图；
图10(b)为本发明实施例1中输入输出阶段控制电路示意图；
图11(a)为本发明实施例2中输入阶段控制电路示意图；
图11(b)为本发明实施例2中输入输出阶段控制电路示意图；
图12(a)为本发明实施例3中输入阶段控制电路示意图；
图12(b)为本发明实施例3中输入输出阶段控制电路示意图；
图13(a)为本发明实施例4中输入阶段控制电路示意图；
图13(b)为本发明实施例4中输入输出阶段控制电路示意图；
图14(a)为本发明实施例5中输入阶段控制电路示意图；
图14(b)为本发明实施例5中输入输出阶段控制电路示意图；
图15为本发明实施例5中查表法的示意图。
具体实施方式
下面结合附图以及具体实施例对本发明进行详细说明。
请参考图5，图5为本发明所涉及的升降压变换器的主功率电路。所述主功率电路包括接收输入电压Vin的输入端、用于输入滤波的输入电容Cin、用于产生输出电压Vo的输出端、用于输出滤波的输出电容Co、电源公共地GND、开关组件以及电感L。其中，开关组件由开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4组成。
本发明所涉及的主功率电路的时序逻辑图如图6所示，所述主功率电路在一个工作周期的工作时序分为四个阶段，所述四个阶段依序包括输入阶段T1、输入输出阶段T2、输出阶段T3以及钳位阶段T4。
在所述输入阶段T1，开关管Q1和开关管Q4导通，开关管Q2和开关管Q3关断；在所述输入输出阶段T2，开关管Q1和开关管Q3导通，开关管Q2和开关管Q4关断；在所述输出阶段T3，开关管Q2和开关管Q3导通，开关管Q1和开关管Q4关断；在所述钳位阶段T4，开关管Q2和开关管Q4导通，开关管Q1和开关管Q3关断。
其中，输入阶段T1的时间由图7所示的输入阶段控制电路所产生的控制信号来控制，输入阶段T1时间的控制原理为：所述输入阶段T1的起始时间由每个工作周期的起始时刻决定，所述输入阶段T1的结束时间由比较器U1输出的控制信号决定，所述比较器U1的正输入端所输入的电压为三角波电压UC1，所述三角波电压UC1可由受控压控恒流源U3给电容C1充电产生。所述受控压控恒流源U3其输出电流受控于所述输入电压或所述输入电压和所述输出电流。
所述输入输出阶段T2的时间由图8所示的输入输出阶段控制电路所产生的的控制信号来控制，输入输出阶段T2的时间控制原理为：所述输入输出阶段T2的起始时间由输入阶段T1的结束时刻决定，所述输入输出阶段T2的结束时间由比较器U2输出的控制信号决定，所述比较器U2的正输入端的电压为为三角波电压UC2，所述三角波电压UC2可由受控压控恒流源U4给电容C2充电产生。所述受控压控恒流源U4其输出电流为所述输入电压和所述输出电压的函数，或为所述输入电压、所述输出电压和所述输出电流的函数。
所述输出阶段T3的时间由负向电流自适应控制。
所述钳位阶段T4的时间由定时器控制和开关管Q4端电压控制。
请参考图9(a)至9(c)，以下对本发明升降压变换器的控制方法进行说明。本发明控制方法的核心为对输入阶段T1时间和输入输出阶段T2的时间进行控制，具体为：
请参考图9(a)，当输入电压Vin小于输出电压Vo时，根据采集得到的输入电压Vin和输出电压Vo的大小，或输入电压Vin、输出电压Vo和输出电流Io的大小，在满足输入输出阶段T2结束时，流过电感L的电感电流IL能够使输出阶段T3开关管Q2实现零电压开通的条件下，动态调节输入阶段T1和输入输出阶段T2的时间。
其中，调节输入阶段T1和输入输出阶段T2的时间具体为：在一个工作周期内，在满足在输出阶段T3开关管Q2可实现零电压开通条件下，通过最大限度地减小输入阶段T1的时间以及最大限度地增加输入输出阶段T2的时间，且最大限度地减少输出阶段T3和钳位阶段T4的时间，使得电感的电流峰值减少。
其中，流过电感L的电感电流IL能够满足在输出阶段T3开关管Q2零电压开通的条件具体为：在输出阶段T3起始时刻，此时电感电流IL与开关管Q2漏源端的结电容COSS发生谐振，电感电流IL的大小要满足开关管Q2漏源端电压下降至0V或一个较低的阈值电压，以满足开关管Q2管的零电压开通条件(ZVS)。
由图9(a)可见，当输入电压Vin小于输出电压Vo时，与虚线(现有技术曲线)表示的电感电流曲线相比，本发明在满足在输出阶段T3开关管Q2可实现零电压开通条件下，通过减少输入阶段T1以及增加输入输出阶段T2的时间(见实线部分)，使得电感电流IL的峰值降低，从而有效提高升降压变换器效率。
请参考图9(b)、图9(c)，当输入电压Vin大于等于输出电压Vo时，根据输入电压Vin和输出电压Vo的大小，或输入电压Vin、输出电压Vo和输出电流Io的大小，在满足输入阶段T1结束时，流过电感L的电感电流IL能够使输入输出阶段T2开关管Q3实现零电压开通的条件下，动态调节输入阶段T1和输入输出阶段T2的时间。
其中，调节输入阶段T1和输入输出阶段T2的时间具体为：在一个工作周期内，在满足在输入输出阶段T2开关管Q3可实现零电压开通条件下，通过最大限度地减小输入阶段T1的时间以及最大限度地增加输入输出阶段T2的时间，使得电感的电流峰值减少。
其中，流过电感L的电感电流IL能够满足在输入输出阶段T2开关管Q3零电压开通条件具体为：在输入输出阶段T2起始时刻，此时电感电流IL与开关管Q3漏源端的结电容COSS发生谐振，电感电流IL的大小要满足开关管Q3漏源端电压下降至0V或一个较低的阈值电压，以满足开关管Q3的零电压开通条件(ZVS)。
由图9(b)、9(c)可见，当输入电压Vin大于等于输出电压Vo时，与虚线(现有技术曲线)表示的电感电流曲线相比，本发明在满足在输入输出阶段T2和输出阶段T3开关管Q3可实现零电压开通条件下，通过减少输入阶段T1以及增加输入输出阶段T2的时间(见实线部分)，使得电感电流IL的峰值降低，从而有效提高升降压变换器效率。
实施例一
请参考图10(a)，图10(a)为本发明实施例1中输入阶段控制电路示意图，
输入阶段控制电路包括第一分压电阻组件、第一开关组、压控恒流源U3、充电电容C1以及比较器U1。其中，第一分压电阻组件包括：分压电阻R1_1和分压电阻R2_1组成的分压电阻组合，分压电阻R1_2和分压电阻R2_2组成的分压电阻组合，...，以及分压电阻R1_N和分压电阻R2_N组成的分压电阻组合。
各分压电阻组合分别与第一开关组中的各开关A1、A2...AN对应连接，各开关A1、A2...AN的输出端与压控恒流源U3的正输入端连接，压控恒流源U3的输出端分别与充电电容C1的一端和比较器U1的正输入端连接，比较器U1的负输入端与升降压变换器的误差放大器的输出信号Verr连接，比较器U1的输出端输出用于控制输入阶段T1的时间的控制信号。
输入阶段控制电路的工作原理为：对所述输入电压Vin进行分段系数配置，所述分段系数配置是将输入电压Vin进行分段，所述输入电压Vin可分为N段，N可以为任意一自然数，所述输入电压Vin可分为Vin1-Vin2、Vin2-Vin3、...、Vin(N-1)-VinN。
每个电压段对应第一开关组中的一个开关，所述第一开关组由N个开关A1、A2...AN组成。
所述输入电压Vin在Vin1-Vin2电压范围内时，开关A1导通，所述开关A1连通一组输入电压Vin的分压电阻R1_1和R2_1，分压电阻R1_1和R2_1的取值为该输入电压段Vin1-Vin2所对应的最优解。
同理，所述输入电压Vin在Vin12-Vin3电压范围内时，开关A2导通，所述开关A2连通一组输入电压Vin的分压电阻R1_2和R2_2，分压电阻R1_2和R2_2的取值为该输入电压段Vin2-Vin3所对应的最优解。
同理，所述输入电压Vin在Vin(N-1)-Vin2(N)电压范围内时，开关AN导通，所述开关AN连通一组输入电压Vin的分压电阻R1_N和R2_N，分压电阻R1_N和R2_N的取值为该输入电压段Vin(N-1)-Vin2(N)所对应的最优解。
输入阶段控制电路工作时：压控恒流源U3的输入连接输入电压Vin经过匹配电压段的分压电阻分压后的电压，压控恒流源U3的输出电流给充电电容C1进行充电，充电电容C1两端电压UC1连接比较器U1的正输入端，比较器U1的负输入端连接误差放大器的输出信号Verr，输入阶段T1的时间等于充电电容C1两端电压UC1从0V充到电压与输出信号Verr相同时所花费的时间。
请参考图10(b)，图10(b)为本发明实施例1中输入输出阶段控制电路示意图，输入输出阶段控制电路包括：第二分压电阻组件、第三分压电阻组件、第二开关组、差分电路U5、压控恒流源U4、比较器U2以及充电电容C2，其中，第二分压电阻组件包括：分压电阻R3_1和分压电阻R4_1组成的分压电阻组合，分压电阻R3_2和分压电阻R4_2组成的分压电阻组合，...，以及分压电阻R3_N和分压电阻R4_N组成的分压电阻组合；第三分压电阻组件包括分压电阻R5和分压电阻R6。
第二分压电阻组件中的各分压电阻组合分别与第二开关组中的各开关B1、B2、...、BN对应连接，各开关B1、B2、...、BN的输出端与差分电路U5的正输入端连接；差分电路U5的负输入端与第三分压电阻组件中的分压电阻R5和分压电阻R6的连接点连接。
输入输出阶段控制电路原理为：对所述输入电压Vin进行分段系数配置，对所述输出电压Vo不进行分段。所述输入电压Vin分段系数配置是将输入电压Vin进行分段，所述输入电压Vin可分为N段，N可以为任意一自然数，所述输入电压Vin可分为Vin1-Vin2、Vin2-Vin3、...、Vin(N-1)-VinN。
每个电压段对应第二开关组中的一个开关，所述第二开关组由N个开关组成，所述N个开关分别为B1、B2、...、BN。
所述输入电压Vin在Vin1-Vin2电压范围内时，开关B1导通，所述开关B1连通一组输入电压Vin的分压电阻R3_1、R4_1。同理，所述输入电压Vin在Vin(N-1)-Vin2(N)电压范围内时，开关BN导通，所述开关BN连通一组输入电压Vin的分压电阻R3_N、R4_N。
输入输出阶段控制电路工作时：所述输入电压Vin经过匹配电压段的分压电阻分压后，连接到差分电路U5的正输入端，所述输出电压Vo经过固定的电阻R5和电阻R6分压后，连接到差分电路U5的负输入端，差分电路U5的输出电压连接至压控恒流源U4的输入端，压控恒流源U4的输出电流给充电电容C2进行充电，充电电容C2两端电压UC2连接比较器U2的正输入端，比较器U2的负输入端连接误差放大器的输出信号Verr，输入阶段T1和输入输出阶段T2总时间等于充电电容C2两端电压UC2从0V充到电压与输出信号Verr相同时所花费的时间。换句话说，输入输出阶段T2的时间等于充电电容C2两端电压UC2从0V充到电压与输出信号Verr相同时所花费的时间减去充电电容C1两端电压UC1从0V充到电压与输出信号Verr相同时所花费的时间。
本实施例中，输入电压分段与导通开关的关系如下表1所示。
表1
输入电压分段 导通开关 导通开关
Vin1——Vin2 A1 B1
Vin2——Vin3 A2 B2
...... ...... ......
VinN-1——VinN AN BN
各分压电阻的取值为某一输入电压段所对应的最优解，可以理解为：在任一输入电压段，分压电阻R1_N、R2_N、R3_N、R4_N、R5和R6的取值，可以使输入电压Vin大于等于输出电压Vo时，在满足在所述输入输出阶段T2所述开关管Q3可实现零电压开通条件下，输入阶段T1时间较小，输入输出阶段T2时间较长，在输入电压Vin小于输出电压Vo时，在满足在所述输出阶段T3所述开关管Q2可实现零电压开通条件下，输入阶段T1时间较小，输入输出阶段T2时间较长，从而使电感电流峰值被压低，提高输出效率。
所述分压电阻和开关组的位置关系，包括但不限于以下两种方式：
1、在控制IC内部集成所有分压电阻和第一、第二开关组，通过检测输入电压Vin的大小，在IC内部进行分压电阻的选取。
2、分压电阻和第一、第二开关组分别独立于IC外部，采用模拟器件单独搭建，通过检测输入电压Vin的大小，在独立于IC外部的模拟电路上进行分压电阻的选取。
实施例二
请参考图11(a)，图11(a)为本发明实施例2中输入阶段控制电路示意图，本实施例中，输入阶段控制电路与实施例一中输入阶段控制电路相同，每个电压段对应第一开关组中的一个开关，第一开关组由N个开关组成，N个开关分别为A1、A2、...、AN，在此不再详细叙述，本实施例与实施例一的区别在于：本实施例中的输入输出阶段控制电路与实施例一不同。
请参考图11(b)，图11(b)为本发明实施例二中输入输出阶段控制电路示意图，输入输出阶段控制电路的工作原理为对所述输入电压Vin进行分段系数配置，对所述输出电压Vo也进行分段系数配置。
所述输入电压Vin分段系数配置是将输入电压Vin进行分段，所述输入电压Vin可分为N段，N可以为任意一自然数，所述输入电压Vin可分为Vin1-Vin2、Vin2-Vin3、...、Vin(N-1)-VinN。
每个输入电压段对应第二开关组中的一个开关，所述第二开关组由N个开关组成，所述N个开关分别为B1、B2、...、BN。
所述输入电压Vin在Vin1-Vin2电压范围内时，开关B1导通，所述开关B1连通一组输入电压Vin的分压电阻R3_1、R4_1。
同理，所述输入电压Vin在Vin(N-1)-Vin2(N)电压范围内时，开关BN导通，所述开关BN连通一组输入电压Vin的分压电阻R3_N、R4_N。
所述输出电压Vo分段系数配置是将输入电压Vo进行分段，所述输入电压Vo可分为N段，N可以为任意一自然数，所述输入电压Vo可分为Vo0-Vo1、Vo1-Vo2、...、Vo(N-1)-VoN。
每个输出电压段对应第三开关组中的一个开关，所述第三开关组由N个开关组成，所述N个开关分别为C1、C2、...、CN。
所述输出电压Vo在Vo0-Vo1电压范围内时，开关C1导通，所述开关C1连通一组输出电压Vo的分压电阻R5_1、R6_1。
同理，所述输出电压Vo在Vo(N-1)-VoN电压范围内时，开关CN导通，所述开关CN连通一组输出电压Vo的分压电阻R5_N、R6_N。
输入电压分段、输出电压分段与导通开关的关系如下表2所示。
表2
Figure BDA0003177716010000101
请参考图11(b)，实施例二中输入输出阶段控制电路的工作原理为：所述输入电压Vin经过匹配电压段的分压电阻分压后，连接到差分电路U5的正输入端，所述输出电压Vo经过匹配电压段的分压电阻分压后，连接到差分电路U5的负输入端，差分电路U5的输出电压连接至压控恒流源U4的输入端，压控恒流源U4的输出电流给充电电容C2进行充电，充电电容C2两端电压UC2连接比较器U2的正输入端，比较器U2的负输入端连接误差放大器的输出信号Verr，输入阶段T1和输入输出阶段T2总时间等于充电电容C2两端电压UC2从0V充到电压与输出信号Verr相同时所花费的时间。
相较于实施例一，实施例二将输出电压Vo也进行了分段，在宽电压应用场合，可以将输入输出电压进一步细分，也就是说，在较小的电压范围段采用一组系数，可进一步降低全工况的峰值电流。
实施例三
请参考图12(a)，图12(a)为本发明实施例三中输入阶段控制电路示意图。本实施例中，输入阶段控制电路的工作原理为对输入电压Vin进行分压，其分压电阻一个为固定电阻R1，另一个为三端控制器Z1。所述三端控制器可为工作在线性区的MOS管或三极管，随着输入至三端控制器Z1的控制电压UZ1的不同，三端控制器Z1的阻值也随之线性变化，因此压控恒流源U3的输入电压为输入电压Vin和UZ1的函数，压控恒流源U3的输出电流给充电电容C1进行充电，充电电容C1两端电压UC1连接比较器U1的正输入端，比较器U1的负输入端连接误差放大器的输出信号Verr，输入阶段T1的时间等于充电电容C1两端电压UC1从0V充到电压与输出信号Verr相同时所花费的时间。
请参考图12(b)，图12(b)为本发明实施例3中输入输出阶段控制电路示意图。输入输出阶段控制电路的工作原理为：对输入电压Vin进行分压，其分压电阻一个为固定电阻R3，另一个为三端控制器Z2。所述三端控制器Z2可为工作在线性区的MOS管或三极管，随着输入至三端控制器Z2的控制电压UZ2的不同，三端控制器Z2的阻值也随之线性变化，因此，差分电路U5正输入端为入电压Vin和控制电压UZ2的函数；对输出电压Vo进行分压，其分压电阻一个为固定电阻R5，另一个为三端控制器Z3。所述三端控制器Z3可为工作在线性区的MOS管或三极管等，随着控制电压UZ3的不同，三端控制器Z3的阻值也随之线性变化，因此差分电路U5负输入端为输出电压Vo和UZ3的函数。差分电路U5的输出连接压控恒流源U4的输入端，压控恒流源U4的输出电流给充电电容C2进行充电，充电电容C2两端电压UC2连接比较器U2的正输入端，比较器U2的负输入端连接误差放大器的输出信号Verr，输入阶段T1和输入输出阶段T2总时间等于充电电容C2两端电压UC2从0V充到电压与输出信号Verr相同时所花费的时间。
相较于实施例一和实施例二，实施例三将多组分压电阻采用一组分压替代，采用固定电阻和三端控制器Z1、Z2、Z3进行分压，通过调整三端控制器Z1、Z2、Z3的输入电压进而对输入电压Vin、输出电压Vo的分压进行补偿，从而使全工况电感峰值电流降低，提高输出效率。
实施例四
图13(a)为本发明实施例4中输入阶段控制电路示意图。输入阶段控制电路包括压控恒流源U3、分压电阻R1、分压电阻R2、充电电容C1以及比较器U1。
与实施例三区别在于：本实施例中，采样分压电阻R2替代实施例三中的三端控制器Z1，压控恒流源U3的输入电压为输入电压Vin经过分压电阻R1和R2的分压；所述压控恒流源U1的转换系数K为一个函数，其函数中变量不局限于输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io，所述压控恒流源U1中转换系数函数k为以下其中的一种：k＝f(Vin)、k＝f(Vin,Vo)或k＝f(Vin,Vo,Io)，但不局限上述三种函数关系。
图13(b)为本发明实施例4中输入输出阶段控制电路示意图。输入输出阶段控制电路包括压电阻R3～R6、差分电路U5、压控恒流源U4以及比较器U2。
与实施例三区别在于：本实施例中，采样分压电阻R4替代三端控制器Z2，采样分压电阻R6替代三端控制器Z3，差分电路U5的正输入端的电压为输入电压Vin经过分压电阻R3和R4的分压电压，差分电路U3的负输入端电压为输出电压Vo经过分压电阻R5和R6的分压电压；所述压控恒流源U4的转换系数K为一个函数，其函数中变量不局限于输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io，所述压控恒流源U4中转换系数函数k为以下的其中一种：k＝f(Vin)、k＝f(Vin,Vo)或k＝f(Vin,Vo,Io)，但不局限上述三种函数关系。
相较于实施例三，实施例四将多段电阻分压变换成可变系数的压控恒流源U4，也可实现在不同工况将电感电流的峰值压到最低，提高效率。
实施例五
图14(a)为本发明实施例5中输入阶段控制电路示意图。输入阶段控制电路包括数字控制器1、压控恒流源U3、充电电容C1以及比较器U1，压控恒流源U3的正输入端与数字控制器1连接，负输入端与地连接，输出端分别与充电电容C1和比较器U1的正输入端连接；比较器U1的负输入端与误差放大器的输出信号Verr连接。
输入阶段控制电路的工作原理是通过数字控制器1进行自适应系数调节，所述数字控制器1不局限于单片机、DSP。
所述数字控制器1采样升降压控制器相关信号，所述采样信号不局限于输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io，在所述数字控制器1内部生成压控恒流源U1输入电压的函数UM1，所述压控恒流源U3的输入电压的函数UM1为以下的其中一种：UM1＝f(Vin)、UM1＝f(Vin,Vo)或UM1＝f(Vin,Vo,Io)，但不局限上述三种函数关系。
图14(b)为本发明实施例5中输入输出阶段控制电路示意图。输入输出阶段控制电路包括数字控制器2、压控恒流源U4以及比较器U2，压控恒流源U4的正输入端与数字控制器2连接，负输入端与地连接，输出端分别与充电电容C2和比较器U2的正输入端连接；比较器U4的负输入端与误差放大器的输出信号Verr连接。
输入输出阶段控制电路的工作原理是通过数字控制器2进行自适应系数调节，所述数字控制器2不局限于单片机、DSP。
所述数字控制器2采样升降压控制器相关信号，所述采样信号不局限于输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io，在所述控制器2内部生成压控恒流源U4输入电压的函数UM2，所述压控恒流源U4输入电压的函数UM2不局限于UM2＝f(Vin)、UM2＝f(Vin,Vo)或UM2＝f(Vin,Vo,Io)。
相较于实施例一到四，实施例五通过数字控制器实施的采样输入电压Vin、输出电压Vo和输出电流Io，更近进一步对全工况进行细分，使得在任意工况均可时间电感电流峰值最小，提高输出效率。
在其它实施例中，可将实施例五中计算出的在任意工况下的数字控制器输出电压UM1和UM2可在数字控制器内做成一个数表(参考图15)，根据数字控制器实时采样的升降压控制器相关信号进行查表。

Claims (8)

1.一种升降压变换器的控制方法，用于控制一种升降压变换器，所述升降压变换器的主功率电路包括用于接收输入电压的输入端、用于产生输出电压的输出端、开关组件以及电感；其中，开关组件具有开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4；所述主功率电路在一个工作周期的工作时序分为四个阶段，所述四个阶段依序为输入阶段、输入输出阶段、输出阶段以及钳位阶段；在所述输入阶段，开关管Q1和开关管Q4导通，开关管Q2和开关管Q3关断；在所述输入输出阶段，开关管Q1和开关管Q3导通，开关管Q2和开关管Q4关断；在所述输出阶段，开关管Q2和开关管Q3导通，开关管Q1和开关管Q4关断；在所述钳位阶段，开关管Q2和开关管Q4导通，开关管Q1和开关管Q3关断，所述控制方法包括：
当所述输入电压小于所述输出电压时，根据所述输入电压和所述输出电压或根据所述输入电压、所述输出电压和所述主功率电路的输出电流的大小，动态调节所述输入阶段和所述输入输出阶段的时间，具体地：在满足在所述输出阶段所述开关管Q2可实现零电压开通条件下，通过减小所述输入阶段的时间以及增加所述输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减少；
当所述输入电压大于等于所述输出电压时，根据所述输入电压和所述输出电压或根据所述输入电压、所述输出电压和所述主功率电路的输出电流的大小，动态调节输入阶段和输入输出阶段的时间，具体地：在满足在所述输入输出阶段所述开关管Q3可实现零电压开通条件下，通过减小所述输入阶段的时间以及增加所述输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减小。
2.根据权利要求1所述升降压变换器的控制方法，其特征在于，当所述输入电压小于所述输出电压时，在满足在所述输出阶段所述开关管Q2可实现零电压开通条件下，通过最大限度地减小所述输入阶段的时间以及最大限度地增加所述输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减少。
3.根据权利要求1所述升降压变换器的控制方法，其特征在于，当输入电压大于等于输出电压时，在满足在所述输入输出阶段所述开关管Q3可实现零电压开通条件下，通过最大限度地减小所述输入阶段的时间以及最大限度地增加所述输入输出阶段的时间，使得电感的电流峰值减小。
4.根据权利要求1所述升降压变换器的控制方法，其特征在于，采用多组受所述输入电压和/或所述输出电压控制的分压电阻组合并联组合的方式产生所述输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
5.根据权利要求1所述升降压变换器的控制方法，其特征在于，采用多组受所述输入电压和所述输出电压或受所述输入电压、所述输出电压和所述主功率电路的输出电流控制的三端控制器和固定电阻组合的方式产生所述输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
6.根据权利要求1所述升降压变换器的控制方法，其特征在于，采用多组受所述输入电压和/或所述输出电压控制的压控恒流源转换系数的方式产生所述输入阶段和输入输出阶段的控制信号，其中，所述压控恒流源的转换系数为一个函数，其函数中变量包括输入电压和/或输出电压；或采用多组受所述输入电压、所述输出电压和所述主功率电路的输出电流控制的压控恒流源转换系数的方式产生所述输入阶段和输入输出阶段的控制信号，其中，所述压控恒流源的转换系数为一个函数，其函数中变量包括所述输入电压、所述输出电压和所述主功率电路的输出电流。
7.根据权利要求1所述升降压变换器的控制方法，其特征在于，通过采用数字控制器采样所述输入电压和所述输出电压，并通过数字控制器生成关于所述输入电压和/或所述输出电压的函数的方式产生所述输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
8.根据权利要求1所述升降压变换器的控制方法，其特征在于，通过采用数字控制器采样所述输入电压、所述输出电压和所述输出电流中的前两个或三个参数，并通过查表法产生所述输入阶段和输入输出阶段的控制信号。
CN202110837566.XA 2021-07-23 2021-07-23 一种升降压变换器的控制方法 Active CN113497560B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110837566.XA CN113497560B (zh) 2021-07-23 2021-07-23 一种升降压变换器的控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110837566.XA CN113497560B (zh) 2021-07-23 2021-07-23 一种升降压变换器的控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113497560A CN113497560A (zh) 2021-10-12
CN113497560B true CN113497560B (zh) 2022-07-19

Family

ID=77996561

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110837566.XA Active CN113497560B (zh) 2021-07-23 2021-07-23 一种升降压变换器的控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113497560B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111092549A (zh) * 2019-11-27 2020-05-01 南京航空航天大学 四管Buck-Boost变换器的三模式变频软开关控制方法
CN111262435A (zh) * 2020-03-11 2020-06-09 昌芯(西安)集成电路科技有限责任公司 一种四开关升降压型变换器的控制电路及控制方法
CN111865064A (zh) * 2019-04-26 2020-10-30 南京理工大学 一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器
CN112491271A (zh) * 2020-11-09 2021-03-12 广州金升阳科技有限公司 一种升降压电路及其控制方法
US10992231B1 (en) * 2019-12-17 2021-04-27 M3 Technology Inc. Buck-boost converter and control method

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111865064A (zh) * 2019-04-26 2020-10-30 南京理工大学 一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器
CN111092549A (zh) * 2019-11-27 2020-05-01 南京航空航天大学 四管Buck-Boost变换器的三模式变频软开关控制方法
US10992231B1 (en) * 2019-12-17 2021-04-27 M3 Technology Inc. Buck-boost converter and control method
CN111262435A (zh) * 2020-03-11 2020-06-09 昌芯(西安)集成电路科技有限责任公司 一种四开关升降压型变换器的控制电路及控制方法
CN112491271A (zh) * 2020-11-09 2021-03-12 广州金升阳科技有限公司 一种升降压电路及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN113497560A (zh) 2021-10-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Gildersleeve et al. A comprehensive power analysis and a highly efficient, mode-hopping DC-DC converter
CN108599564B (zh) 一种电容电压断续模式电容串接式交错并联Bcuk PFC变换器
JP3829753B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US10381927B2 (en) Pulse-frequency modulation constant on-time with peak-current servo
Xue et al. A 2-MHz 60-W zero-voltage-switching synchronous noninverting buck–boost converter with reduced component values
WO2021022582A1 (zh) 一种单电感多输出dc-dc降压变换器
CN109067178B (zh) 一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制***及方法
US9998005B2 (en) Single inductor dual output voltage converter and the method thereof
KR20090044137A (ko) 무변압기형 부스트 컨버터
KR102344735B1 (ko) 스위칭 전력 손실을 개선한 dc-dc컨버터 및 그 제어 방법
CN115065244A (zh) 四开关升降压变换器的控制电路及优化方法
Liu et al. A new modulation strategy for four-switch buck-boost converter with reduced freewheeling current
CN115642805A (zh) 基于ZVS的六开关buck-boost变换器
CN109617407B (zh) 一种升压式串并联全谐振开关电容变换器
CN114679056A (zh) 四开关管升降压变换器的控制方法和控制电路
CN102403895A (zh) 基于MOSFET的自激式Sepic变换器
Gupta et al. Soft-switching mechanism for a high-gain, interleaved hybrid boost converter
CN117955329A (zh) 一种基于变电感技术的高功率因数高效率dcm升压变换器
US20230299680A1 (en) Power Supply and Current Sampling Method
CN113497560B (zh) 一种升降压变换器的控制方法
Xu et al. A high step up SEPIC-based partial-power converter with wide input range
Ke et al. A 5MHz, 24V-to-1.2 V, AO2T current mode buck converter with one-cycle transient response and sensorless current detection for medical meters
Akhilesh et al. Control scheme for improved efficiency in a h-bridge buck-boost converter
CN111404384B (zh) 一种多级并联dc-dc变换器
CN110692185A (zh) 直流电压转换装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant