CN113489664A - 无线频移键控通信频偏补偿电路和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无线频移键控通信频偏补偿电路和方法，属于无线通信技术领域，所述电路包括模数转换器、第一抽取模块、数字下变频器、第二抽取模块、频率偏移估计器、频移键控解调器、定时恢复模块、同步报头检测器、频率恢复模块、数控振荡器和差分解码与码元判决模块。粗略频率偏移估计值和限幅器误差组合，生成与接收信号中的频率偏移相关的控制信号，并传输到数控振荡器，自适应地调整振荡信号的中心频率，从而降低接收信号中的频率偏移。当频移键控通信***出于成本考虑采用廉价晶振时，本发明提出的频偏补偿电路和方法可以自适应地校正接收信号中较大的频率偏移，特别是对于低数据速率应用，同时保持信号接收的高接收灵敏度。

Description

无线频移键控通信频偏补偿电路和方法
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种无线频移键控通信频偏补偿电路和方法。
背景技术
在无线频移键控（FSK，Frequency Shift Keying）通信***中，发射端信号发射通道的中心频率和信号接收通道的中心频率必须完全相同，才能获得最佳性能。但是，在实际应用的通信***中，由于例如发射器和接收器之间的晶体差异导致的异常，两端频率可能不同，从而导致通信错误。
例如，当在一对发射器和接收器中使用廉价晶振时，晶振提供的振荡信号的频率可能会在±25 ppm左右变化。接收机通过混频器单元将接收到的 928 MHz 输入射频信号频率转换为中频或基带信号时，本地振荡器晶体差异导致的最大信号频率偏移约为+46.4kHz（相对于发射器站点）。
另一方面，在典型的物联网应用中，为了在一对发射器和相应接收器之间，提高接收器的灵敏度、以延长长通信距离，用户可能会更倾向于在频移键控通信***中使用较低数据速率，例如，大约为10 kbps(即10k比特/每秒)，并通过精确滤波去除信号带外噪声，提升信噪比(Signal-to-Noise Ratio, SNR)。然而，由于本地振荡器造成的频率偏移，接收信号频率很可能落在窄带滤波器的频率通带之外，在这情况下，接收信号在进入数据解调单元后无法顺利提取数据。如果希望在窄带精确滤波后进行数据解调，则无线电信号中的频率误差肯定要在窄带精确滤波之前进行校正。
因此，特别是对于低数据速率应用，需要频移键控接收器能够自适应地或准确地调整来自本地振荡器的参考信号之中心频率，进而减少接收信号中的频率偏移到最低水平，以便在数字基带信号处理中进行精确滤波，实现高灵敏度信号接收和解调。
参考文献1：IEEE std. 802.15.4g-2012, Amendment 3: Physical Layer (PHY) Specifications for Low-Data-Rate, Wireless, Smart Metering Utility Networks,Apr. 27, 2012。
发明内容
发明目的：本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种无线频移键控通信频偏补偿电路和方法。
为了解决上述技术问题，第一方面，公开了一种无线频移键控通信频偏补偿电路，包括模数转换器、第一抽取模块、数字下变频器、第二抽取模块、频率偏移估计器、频移键控解调器、定时恢复模块、同步报头检测器、频率恢复模块、数控振荡器和差分解码与码元判决模块。
所述模数转换器，用于接收频移键控信号，并转换为数字信号。
所述第一抽取模块，用于对所述数字信号执行滤波和抽取，获得第一抽取信号。
所述数字下变频器，用于将所述第一抽取信号结合数控振荡器输出信号，转换为基带正交频率信号。
所述第二抽取模块，用于对所述基带正交频率信号执行滤波和抽取，获得第二抽取信号；所述第二抽取模块由一个以上的抽取滤波器级联而成。
所述频率偏移估计器，用于以高于第二抽取模块输出采样率的速率处理信号样本，获得粗略频率偏移估计值；所述信号样本为基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号。
所述频移键控解调器，用于对所述第二抽取信号进行解调，获得第一解调信号和对应的限幅器误差。
所述定时恢复模块，用于从第一解调信号中提取定时信息。
所述同步报头检测器，用于从第一解调信号中检测同步报头。
所述频率恢复模块，用于根据粗略频率偏移估计值、限幅器误差和同步报头，获得频率调整值。
所述数控振荡器，用于产生参考信号，并将所述频率调整值用于参考信号的中心频率调整。
所述差分解码与码元判决模块，对所述第一解调信号进行差分解码与码元判决，结合同步报头，获得最终信号。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述频率恢复模块包括第一环路滤波器和第二个环路滤波器，所述第一环路滤波器与频率偏移估计器连接，接收粗略频率偏移估计值；在第一抽取信号接收时的初始阶段，第一环路滤波器的输出用于粗略频率偏移校正，并在检测到同步报头后将该输出立即保持固定；第一环路滤波器的环路参数记为(k p1 ,k i1 )。
所述第二个环路滤波器与频移键控解调器连接，接收限幅器误差；在检测到所述同步报头时，启用第二环路滤波器，并将第二环路滤波器的输出与第一环路滤波器的输出合并，用于残余频率偏移校正；第二环路滤波器的环路参数记为 (k p2 ,k i2 )。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述频率偏移估计器包括第二鉴频器和直流值估计器，所述第二鉴频器的输入为基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号；所述第二鉴频器连接直流值估计器；所述直流值估计器输出粗略频率偏移估计值，并与频率恢复模块连接。
在第二抽取模块之前或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前通过频率偏移估计器提取接收信号中的频偏(frequency offset)信息，大大增加了频率采集范围。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述频移键控解调器包括第一鉴频器和限幅器，所述第一鉴频器分别与第二抽取模块和限幅器连接；所述限幅器对第一鉴频器的输出进行采样和保持并输出限幅器误差，所述限幅器分别与频率恢复模块和差分解码与码元判决模块连接。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述第一抽取模块为第一级联积分梳状滤波 器，抽取因子为 D CIC1 ，
Figure 628613DEST_PATH_IMAGE001
。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述第二抽取模块包括第二级联积分梳状滤 波器、级联积分梳状补偿滤波器和有限脉冲响应滤波器，所述第二级联积分梳状滤波器、级 联积分梳状补偿滤波器和有限脉冲响应滤波器依次连接，所述第二级联积分梳状滤波器与 数字下变频器连接，抽取因子为D CIC2 ；所述级联积分梳状补偿滤波器的抽取因子为D Comp ；所 述有限脉冲响应滤波器与频移键控解调器连接，抽取因子为D FIR ；
Figure 608070DEST_PATH_IMAGE002
，
Figure 450124DEST_PATH_IMAGE003
，
Figure 845333DEST_PATH_IMAGE004
。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述第一鉴频器和第二鉴频器结构相同，均包括笛卡尔到极坐标转换器和相位微分器，所述笛卡尔到极坐标转换器和相位微分器串联，笛卡尔到极坐标转换器计算其输入处的复信号中包含的相位信息；所述相位微分器随后对所述相位信息进行微分运算，即两个相邻相位样本之间的相位差，获得输入处的复信号中的瞬时频率。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述数字下变频器采用坐标旋转数字计算机算法，累积数控振荡器产生的参考信号中心频率加上从频率恢复模块发送的频率调整值一段时间，获得一个相应的角度值，并将其输入端口处的第一抽取信号旋转该角度。
结合第一方面，在一种实现方式中，所述第一环路滤波器的环路参数(k p1 ,k i1 )和第二环路滤波器的环路参数(k p2 ,k i2 )能够在频偏补偿过程中根据频偏补偿过程的收敛速度进行配置，从而调整环路滤波器的带宽。
第二方面，公开了一种无线频移键控通信频偏补偿方法，包括接收频移键控信号，并转换为数字信号。
对所述数字信号执行滤波和抽取，获得第一抽取信号。
将所述第一抽取信号结合数控振荡器输出信号，转换为基带正交频率信号。
对所述基带正交频率信号执行滤波和抽取，获得第二抽取信号；所述第二抽取模块由一个以上的抽取滤波器级联而成。
以高于第二抽取模块输出采样率的速率处理基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号，获得粗略频率偏移估计值。
对所述第二抽取信号进行解调，获得第一解调信号，并由相应限幅器产生与第一解调信号对应的限幅器误差。
根据粗略频率偏移估计值、限幅器误差和同步报头，获得频率调整值，用于接收信号中的频偏补偿。
在接收信号接收初始阶段，基于粗略频率偏移估计值，校正接收信号中的频偏，当检测到同步报头时，将频率偏移估计器保持固定；此后，基于限幅器误差以及已保持固定的频率偏移估计器输出值，校正接收信号中残余频率偏移。
对所述第一解调信号进行差分解码与码元判决，结合同步报头，获得最终信号。
有益效果：本申请对于低数据速率应用频移键控通信(或类似调制方案)应用非常有用，尤其是考虑使用常见的廉价晶振以达到合理的***成本时。本申请中提出的频率偏移估计器允许接收信号的大频率偏移并能加以校正，同时，由于第二抽取模块能够精确滤波，频移键控接收器高灵敏度和解调器输出端口良好的信噪比效能表现和得以保持。本申请相对于现有技术显着扩大了频率采集范围，而不会对***性能和成本造成任何影响。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明做更进一步的具体说明，本发明的上述和/或其他方面的优点将会变得更加清楚。
图1为本申请实施例提供的无线频移键控通信频偏补偿电路的示意图。
图2为本申请实施例提供的第一抽取模块的结构示意图。
图3为本申请实施例提供的第二抽取模块的结构示意图。
图4为本申请实施例提供的频率恢复模块的电路示意图。
图5为本申请实施例提供的鉴频器的结构示意图。
图6为本申请提供的无线频移键控通信频偏补偿电路的简化示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明的实施例进行描述。
本申请实施例公开了一种无线频移键控通信频偏补偿电路和方法，可以应用于智能计量公用事业网络(SUN)中，为了提高发射器和相应接收器之间长距离通信的接收器灵敏度，在基于频移键控的通信***中，用户可能会更倾向于使用低数据速率通信的场景。
本申请第一实施例公开一种无线频移键控通信频偏补偿电路，如图6所示，包括模数转换器、第一抽取模块、数字下变频器、第二抽取模块、频率偏移估计器、频移键控解调器、定时恢复模块、同步报头检测器、频率恢复模块、数控振荡器和差分解码与码元判决模块。
所述模数转换器，用于接收频移键控信号，并转换为数字信号。
所述第一抽取模块，用于对所述数字信号执行滤波和抽取，获得第一抽取信号。
所述数字下变频器，用于将所述第一抽取信号结合数控振荡器输出信号，转换为基带正交频率信号。
所述第二抽取模块，用于对所述基带正交频率信号执行滤波和抽取，获得第二抽取信号；所述第二抽取模块由一个以上的抽取滤波器级联而成。
所述频率偏移估计器，用于以高于第二抽取模块输出采样率的速率处理信号样本，获得粗略频率偏移估计值；所述信号样本为基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号。
所述频移键控解调器，用于对所述第二抽取信号进行解调，获得第一解调信号和对应的限幅器误差。
所述定时恢复模块，用于从第一解调信号中提取定时信息。
所述同步报头检测器，用于从第一解调信号中检测同步报头；所述同步报头包括前导字段和帧起始定界符（SFD，Start-of-Frame Delimiter）。
所述频率恢复模块，用于根据粗略频率偏移估计值、限幅器误差和同步报头，获得频率调整值。
所述数控振荡器，用于产生参考信号，并将所述频率调整值用于参考信号的中心频率调整。
所述差分解码与码元判决模块，对所述第一解调信号进行差分解码与码元判决，结合同步报头，获得最终信号；所述最终信号为表1中的物理层业务数据单元PSDU。
第一实施例中，所述频率恢复模块包括第一环路滤波器和第二个环路滤波器。
所述第一环路滤波器与频率偏移估计器连接，接收粗略频率偏移估计值；在第一抽取信号接收时的初始阶段，第一环路滤波器的输出用于粗略频率偏移校正，并在检测到同步报头后将该输出立即保持固定；第一环路滤波器的环路参数记为(k p1 ,k i1 )。
所述第二个环路滤波器与频移键控解调器连接，接收限幅器误差；在检测到所述同步报头时，启用第二环路滤波器，并将第二环路滤波器的输出与第一环路滤波器的输出合并，用于残余频率偏移校正；第二环路滤波器的环路参数记为(k p2 ,k i2 )。
频率恢复模块的电路示意图如图4所示，所述第一环路滤波器包括第一放大单元11、第二放大单元12、第一单一采样延时单元13、第一加法器15和第二加法器16，所述第二放大单元12的输入端输入粗略频率偏移估计值，输出端与第一加法器15的第一输入端连接；所述第一加法器15的输出端分别与第二加法器16的第一输入端和第一单一采样延时单元13的输入端连接；所述第一单一采样延时单元13的输出端与第一加法器15的第二输入端连接；所述第一放大单元11的输入端输入粗略频率偏移估计值，输出端与第二加法器16的第二输入端连接；所述第二加法器16的输出端与固定单元14的输入端连接。
所述第一放大单元11的放大参数为k p1 ，第二放大单元12的放大参数为k i1 ，第一单一采样延时单元13的延长时间由频率偏移估计器输入端信号的采样频率决定。
所述第二环路滤波器包括第三放大单元21、第四放大单元22、第二单一采样延时单元23、第三加法器25和第四加法器26，所述第四放大单元22的输入端与开关24连接，输出端与第三加法器25的第一输入端连接；所述第三加法器25的输出端分别与第四加法器26的第一输入端和第二单一采样延时单元23的输入端连接；所述第二单一采样延时单元23的输出端与第三加法器25的第二输入端连接；所述第三放大单元21的输入端与开关24连接，输出端与第四加法器26的第二输入端连接；所述第四加法器26的输出端与第五加法器3的第一输入端连接。
所述第三放大单元21的放大参数为 k p2 ，第四放大单元22的放大参数为 k i2 ，第二单一采样延时单元23的延长时间由频移键控解调器输入端信号的采样频率决定。
所述固定单元14的输出端与第五加法器3的第二输入端连接，所述第五加法器3的输出端输出频率调整值。
在通信初始阶段，开关24处于打开状态，第一环路滤波器的输出值经由固定单元14透传至第五加法器3；当同步报头检测器检测到预设的前导字段或帧起始定界符时，固定单元14固定当前输入值，开关24关闭，启动第二环路滤波器，第五加法器3将第二环路滤波器的输出值与固定单元14保持固定的第一环路滤波器的输出值合并输出。
第一实施例中，如图1所示，所述频率偏移估计器包括第二鉴频器和直流值估计器，所述第二鉴频器的输入为基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号；所述第二鉴频器连接直流值估计器；所述直流值估计器输出粗略频率偏移估计值，并与频率恢复模块连接。
第一实施例中，如图1所示，所述频移键控解调器包括第一鉴频器和限幅器，所述第一鉴频器分别与第二抽取模块和限幅器连接；所述限幅器对第一鉴频器的输出进行采样和保持并输出限幅器误差，所述限幅器分别与频率恢复模块和差分解码与码元判决模块连接。本实施例中，限幅器对第一鉴频器的输出进行采样和保持（Sample and Hold，S/H）以便差分解码与码元判决模块进行码元判决，并且产生相对应的限幅器误差。
第一实施例中，如图2所示，所述第一抽取模块为第一级联积分梳状滤波器，抽取 因子为D CIC1 ，
Figure 722022DEST_PATH_IMAGE005
。
第一实施例中，如图3所示，所述第二抽取模块包括第二级联积分梳状滤波器、级 联积分梳状补偿滤波器和有限脉冲响应滤波器，所述第二级联积分梳状滤波器、级联积分 梳状补偿滤波器和有限脉冲响应滤波器依次连接，所述第二级联积分梳状滤波器与数字下 变频器连接，抽取因子为D CIC2 ；所述级联积分梳状补偿滤波器的抽取因子为D Comp ；所述有限 脉冲响应滤波器与频移键控解调器连接，抽取因子为D FIR ；
Figure 606802DEST_PATH_IMAGE006
，
Figure 936152DEST_PATH_IMAGE007
，
Figure 197369DEST_PATH_IMAGE008
。
第一实施例中，如图5所示，所述第一鉴频器和第二鉴频器结构相同，均包括笛卡尔到极坐标转换器和相位微分器，所述笛卡尔到极坐标转换器和相位微分器串联，笛卡尔到极坐标转换器计算其输入处的复信号中包含的相位信息；所述相位微分器随后对所述相位信息进行微分运算，即两个相邻相位样本之间的相位差，获得输入处的复信号中的瞬时频率。
第一实施例中，所述数字下变频器采用坐标旋转数字计算机算法，累积数控振荡器产生的参考信号中心频率加上从频率恢复模块发送的频率调整值一段时间，获得一个相应的角度值，并将其输入端口处的第一抽取信号旋转该角度。
第一实施例中，所述第一环路滤波器的环路参数(k p1 ,k i1 )和第二环路滤波器的环路参数(k p2 ,k i2 )能够在频偏补偿过程中根据频偏补偿过程的收敛速度进行配置，从而调整环路滤波器的带宽。
本申请第二实施例公开一种无线频移键控通信频偏补偿方法，包括接收频移键控信号，并转换为数字信号。
对所述数字信号执行滤波和抽取，获得第一抽取信号。
将所述第一抽取信号结合数控振荡器输出信号，转换为基带正交频率信号。
对所述基带正交频率信号执行滤波和抽取，获得第二抽取信号；所述第二抽取模块由一个以上的抽取滤波器级联而成。
以高于第二抽取模块输出采样率的速率处理基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号，获得粗略频率偏移估计值。
对所述第二抽取信号进行解调，获得第一解调信号，并由相应限幅器产生与第一解调信号对应的限幅器误差。
根据粗略频率偏移估计值、限幅器误差和同步报头，获得频率调整值，用于接收信号中的频偏补偿。
在接收信号接收初始阶段，基于粗略频率偏移估计值，校正接收信号中的频偏，当检测到同步报头时，将频率偏移估计器保持固定；此后，基于限幅器误差以及已保持固定的频率偏移估计器输出值，校正接收信号中残余频率偏移。
对所述第一解调信号进行差分解码与码元判决，结合同步报头，获得最终信号。
在本申请实施例中，表1显示了IEEE802.15.4g(参考文献1)中，为低数据速率无线个人局域网(Low data Rate Wireless Personal Area Networks , LR-WPAN)定义的物理层数据单元(PHY protocol data unit, PPDU)格式示例，该定义适用于智能计量公用事业网络(Smart metering Utility Networks, SUN)。多速率频移键控(Multi-Rate FSK, MR-FSK)是该标准中指定支持智能计量公用事业网络(SUN)网络的三个物理层(PHY)之一。
表1 物理层数据单元格式示例。
Figure 866248DEST_PATH_IMAGE009
。
如表1所示，该IEEE802.15.4g标准将同步报头(Synchronization header, SHR)、物理层报头(PHY header, PHR)和物理层业务数据单元(Packet Service Data Unit,PSDU)组件视为长度为n的位串，位串的左侧比特位编号为b 0 ，右侧比特位编号为b n-1 。传输时， b 0 首先被处理，直到b n-1 最后处理，而不考虑它们的内容或结构。
数字前导字段通常由交替的逻辑“1”位和逻辑“0”位组成。为了帮助接收器进行***训练以获得最佳信号接收，IEEE802.15.4g标准为智能计量公用事业网络(SUN)应用之二进制频移键控(Binary FSK, 2FSK)调制方案，定义了包含重复多次8位序列“01010101”前导字段(参见参考文献1)的同步报头。
该IEEE802.15.4g标准将滤波二进制频移键控(Filtered 2-FSK)调制的符号编码如表2所示，其中 f dev 表示调制信号中相对于无线电载波频率的频偏。
表2滤波二进制频移键控符号编码。
Figure 190437DEST_PATH_IMAGE010
。
作为示例说明的频移键控调制，及其衍生调制包括连续相位频移键控(Continuous Phase FSK, CPFSK)、最小相位频移键控(Minimum Shinft Keying, MSK)、高斯滤波最小相位频移键控(Gaussian filtered MSK, GMSK)、高斯滤波频移键控(Gaussianfiltered FSK, GFSK)机制等，可以通过公式（1）来描述调制信号s(t)。该公式（1）描述了一个相位调制器，调制之中心频率为 f c 。
Figure 741504DEST_PATH_IMAGE011
。
其中，E s 表示每个符号的能量。
T s 表示符号周期。
f c 表示调制信号的中心频率。
θ(t)表示载波调制相位。
θ 0 表示随机恒定相位。
连续相位频移键控(Continuous Phase FSK, CPFSK)之调制，可以在发射机采用信号序列积分器实现，如公式（2）所示。
Figure 540833DEST_PATH_IMAGE012
。
其中，N b 表示数据包中携带的原始比特(包括前导码)的总数。
h表示调制指数。此调制指数值越大，载波周围占用的带宽越宽。常见的调制如最小相位频移键控(Minimum Shift Keying, MSK)，其调制指数为h=0.5。
a i 表示一个数字序列的第i个比特，其数值∈{-1,1}。根据 IEEE802.15.4g中的定义，如果第i个比特为“1”，则a i 映射为“+1”，如果该比特为“0”，则a i 映射为“-1”。
Figure 126535DEST_PATH_IMAGE013
表示频率脉冲。
没有高斯滤波器时，即为常见的频移键控(FSK)调制，其频率脉冲
Figure 618697DEST_PATH_IMAGE014
将是矩形 的。
Figure 922639DEST_PATH_IMAGE015
。
因此，根据 a i 的符号值，一个符号的相位贡献将是
Figure 197762DEST_PATH_IMAGE016
或
Figure 903550DEST_PATH_IMAGE017
。这意味着频移键控 信号的瞬时频率在传输信号中是
Figure 301034DEST_PATH_IMAGE018
或是
Figure 95202DEST_PATH_IMAGE019
。
如果应用高斯滤波器来平滑频率脉冲的形状，其高斯滤波器可以表示为公式（4）。
Figure 236333DEST_PATH_IMAGE020
。
其中参数
Figure 734311DEST_PATH_IMAGE021
与滤波器的3-dB带宽B相关。
Figure 568274DEST_PATH_IMAGE022
。
应注意的是，高斯滤波器的脉冲响应范围为
Figure 581230DEST_PATH_IMAGE023
到
Figure 526052DEST_PATH_IMAGE024
。对于实际实现，跨度常限制 在一定范围，例如，跨度限制在
Figure 940853DEST_PATH_IMAGE025
，即4~6个符号周期内。
经高斯滤波器平滑的频率脉冲形状变为公式（6）。
Figure 883401DEST_PATH_IMAGE026
。
其中“*”表示卷积操作。
此时的信号调制即称为高斯滤波频移键控(GFSK)调制。
一般计算频移键控调制指数的公式如下。
Figure 383653DEST_PATH_IMAGE027
。
其中，M是调制字母表数目，例如，对于二进制频移键控或高斯滤波频移键控调制(2FSK/2GFSK)，M的数值为2；对于四进制频移键控（4FSK，Quaternary FSK）或高斯滤波频移键控调制(4GFSK)，M的数值为4。所述(外)信号频偏指四进制以上频移键控调制中，外层的信号频偏。
对于二进制频移键控或高斯滤波频移键控(2FSK/2GFSK)调制，符号率等于数据率；与四进制频移键控或高斯滤波频移键控(4FSK/4GFSK)调制不同，二进制频移键控调制只有一个频率偏差。这样，调制指数计算公式可以简化为以下形式。
Figure 866586DEST_PATH_IMAGE028
。
在本申请实施例的基于二进制频移键控(2FSK)调制的无线通信示例中，将依据参考文献1中定义的智能计量公用事业网络(SUN)应用规范，如表2所示，频移键控信号相对于比特“1”位的载波信号、具有增加的或正的频率，以及相对于比特“0”位的载波信号、具有减少或负的频率。须注意的是，在其他一些替代示例中，映射可能会被反转，以便比特位“0”对应于正频率，而比特位“1”对应于负频率，但是，不影响本申请实施例的基本要件。
在频移键控通信期间，有限长度的前导符号序列被传输到接收器。例如，前导字段包含可用于执行频率偏移估计的重复“01010101”序列模式，这些比特位将依照表2中定义，在通信时被映射到频移键控符号。
作为示例的相应频移键控信号接收器，以简化方式显示在图1中。该演示的频移键 控信号接收器以异步方法运行。接收到的射频(Radio Frequency, RF)信号
Figure 404403DEST_PATH_IMAGE029
，由射频 模块部分(未示出)中的混频器进行频率转换，以产生简单的中频信号或中频正交(复数)信 号
Figure 580169DEST_PATH_IMAGE030
。这些中频信号在被模数转换器(ADC，Analog-to-Digital Converter)转换为数 字信号之前被滤波器过滤(未示出)。
在图1中，一个简单的第一级联积分梳状(CIC，Cascaded Integrator-Comb)滤波 器执行第一级滤波和抽取，它是设计的一部分。例如，当其抽取因子D CIC1 (参见图2)设置为 8，此第一级联积分梳状滤波器将模数转换器输出端口数字信号样本序列
Figure 567717DEST_PATH_IMAGE031
，从原本 为32Msps的采样率转换为4Msps的采样率。为了符合多标准规范，并支持多种数据速率，该 第一级联积分梳状滤波器的抽取因子D CIC1 可以软件配置，可以变化的范围为{4,5,..., 16}。
需要注意的是，为了进一步降低某些物联网(IoT，Internet of Things)应用的功耗，必要时模数转换器也可以配置为16Msps采样速度运行，若比照前例，抽取因子D CIC1 设置为相同的8，则此第一级联积分梳状滤波器输出端口的数字信号样本采样率将相应地降低到2Msps，接收机中后续的高功率数字信号处理或数值运算即可因此减半。
在图1中，数字下变频器(DDC，Digital Down-Converter)，有时也称为移频器，将数字化的带限中间信号转换为基带正交(即复数)频率信号，以简化后续信号处理阶段。下变频过程保留了原始信号中的所有信息。数字下变频电路的实现，举例而言，可以采用基于坐标旋转数字计算机(COordinate Rotation Digital Computer, CORDIC)算法的设计，它累积一个预定的参考数字中频(Intermediate Frequency, IF)加上从频率恢复块发送的频率调整值一段时间，以获得一个相应的角度值，并将其输入端口处的(复数)信号样本旋转该角度；所述预定的参考数字中频即为数控振荡器产生的参考信号中心频率。
在图1的一个演示例子中，数字下变频器之后的第二抽取模块，是由第二级联积分梳状(CIC)滤波器、级联积分梳状校正滤波器(CIC Compensation Filter)和有限脉冲响应(FIR，Finite Impulse Response)滤波器，串联起来所组成，如图3所示。基于预期数据速率和模数模数转换器(ADC)之转换率或采样率，这些抽取滤波器可以配置相应的抽取因子，以执行第二阶段信号滤波和抽取。
为了保证高灵敏度的数据接收，第二抽取模块应配置为频率响应与第二抽取模块输入信号频谱匹配的滤波器。这意味着该第二抽取模块的带宽与第二抽取模块输入信号带宽相当，从而使第二抽取模块输出端的信噪比(Signal-to-Noise Ratio, SNR)最大化。然而，实际上该第二抽取模块带宽可能被保守地配置为比最佳匹配滤波器的带宽大一点，以允许第二抽取模块输入信号中的频率偏移，如下文所述。
为了降低***在数字数值运算方面的复杂性，用户可以设法在信号样本到达数字解调器之前降低其采样率。图1中显示的可配置因素包括模数转换器(ADC)之采样率、D CIC1 、D CIC2 、D Comp 和D FIR ，它们共同决定了解调器输入(即图1中的第二抽取模块输出)的采样率，这些都是用户可编程的。例如，信号样本在第一级联积分梳状(CIC)滤波器输出端口处以大约4Msps的速率运行，而第二抽取模块输出端口处的信号样本的速率可能从20Ksps到500Ksps不等，具体取决于为抽取滤波器内这些抽取因子配置的数值，根据模数转换器(ADC)采样率和所需的数据速率，需要适当地评估第一级联积分梳状(CIC)滤波器以及第二抽取模块中的所有抽取因子的配置。
在以下示例中，假设二进制频移键控符号速率为10kbps，并且，第二抽取模块输出的采样率选择为频移键控符号率的四倍，这称为第二抽取模块输出端口四倍过采样(Over-Sampling Ratio,OSR=4)。第二抽取模块输出之信号样本准备用于鉴频或其他类型数字解调。
图1中所示的频移键控解调器，作为示例，是基于非相干频率鉴别的设计：信号相位由信号通过笛卡尔到极坐标转换器(Cartesion-to-Polar converter)计算，然后是相位微分器；它们串联起来充当鉴频器，以评估其输入端口信号样本中的瞬时频率(参见图5)。
需要说明的是，本领域技术人员可以使用公知的、除本示例设计以外的频移键控信号解调电路来代替该数字解调设计。
需要注意的是，无线通信***需要发射机节点和相应接收机节点在相同的射频信道上运行才能相互通信。当射频信道的中心频率相互偏移时，通信中比特判定错误的概率会随着频率偏移而增加，甚至通信失败。例如，在一些实际应用的场景中，发射器和接收器节点中的晶体略有不同，这会导致接收信号中的频率偏移。在许多情况下，需要在接收机中应用频率校正方法以校正频率偏移。例如，接收器内应该包含用于估计频率偏移并相应地补校正频率偏移的组件。
由于前导字段中重复的“0/1”位模式，鉴频器输出样本系列{y fd (n)}将在正值或负值之间交替，相应于接收信号中正频率或负频率的变换。因为在数字前导字段由重复的8位序列“01010101”所构成，即序列中有相同数量的“1”和“0”，所以，对于该8位序列整数倍的数字前导字段，其频率鉴别器输出{y fd (n)}的总和应该理想地等于“0”。
相对于信号发射站点，接收信号中若存在固定但未知的载波频率偏移
Figure 792025DEST_PATH_IMAGE032
时，鉴频 器输出的相邻样本之间将包含恒定的相位旋转
Figure 915838DEST_PATH_IMAGE033
分量，其中T d 是图1所示的鉴频器输 入处的采样周期。例如，在这样的无线频移键控通信***中，中心频率为928 MHz的射频信 号的5 ppm频率偏移将导致接收信号中大约
Figure 262506DEST_PATH_IMAGE034
信号频率偏移；而解调器输入 处的40ksps采样率意味着
Figure 737350DEST_PATH_IMAGE035
。因此，接收信号中的频率偏移会导致41.76度的额外 相位旋转，从而导致前导周期期间，在鉴频器输出样本中，相邻样本之间有非零的相位均值 存在，即相位偏移。该额外相位偏移与频率偏移量密切相关，因此额外相位偏移可用于估计 频率偏移。实际上，频率偏移和相位偏移具有接近线性的关系。在许多示例中，鉴频器输出 样本序列 {y fd (n)}可以在多个重复的前导码上取其平均，使得平均后的相位偏移估计
Figure 765349DEST_PATH_IMAGE036
更可靠，并且可以用于更可靠的频率偏移估计。从数学上理解，平均相位偏移估计值
Figure 9248DEST_PATH_IMAGE037
可以由公式（9）计算如下。
Figure 526817DEST_PATH_IMAGE038
。
其中，{y fd (k)}表示鉴频器输出样本值序列，N表示当前及之前采样次数。
由于信号样本中的环境噪声，该平均相位偏移估计值会随时间变化。在实践中，公式（9）中的平均值运算，可以用直流值估计器实现。
频率偏移估计值
Figure 50526DEST_PATH_IMAGE039
可以通过将一个常数K f 乘以平均相位偏移
Figure 678954DEST_PATH_IMAGE040
来获得， 如公式（10）所示。
Figure 980622DEST_PATH_IMAGE041
。
常数K f 取决于解调器输出的采样率，可以通过理论评估或离线数值模拟来确定。
由于由频率偏移引起的解调器输出端口非零的直流值，也会传播到限幅器（Slicer）输出端口，因此，在频移键控接收器的一些其他示例或现有技术中，接收信号中的频率偏移信息是通过限幅器和相关联的限幅器误差（Slier error）信息获得的。
在获得接收信号中的频偏估计后，可以如图1所示，通过频率恢复模块及数控振荡器（NCO，Numerical-Controlled Oscillator）直接或自适应调整(即微调)数字中频频率分量或射频频率合成器，来实现载波频偏校正。在基于频移键控调制的通信***中，当接收器输入端存在输入信号时，通常即会启用自动频率恢复。
在智能计量公用事业网络(SUN)的应用中，为了提高发射器和相应接收器之间长距离通信的接收器灵敏度，在基于频移键控的通信***中，用户可能会更倾向于使用低数据速率通信，例如，大约为每秒10千位(10kbps)。此外，在许多情况下，使用者会期待频移键控***以高***频谱效率运行，换言之，频移键控调制中的信号频偏(FrequencyDeviation) f dev 保持接近甚至小于数据速率D bps ，例如，在众所周知的最小相位频移键控(MSK)或高斯滤波最小相位频移键控(GMSK)调制方案中，出于***频谱效率的考虑，调制指数h为1/2，在该方案中，f dev /D bps =1/4。
下面的描述中，再次假设符号速率D bps 为10kbps，调制指数h设置为1.0，这是频移 键控调制的典型调制指数设置；这意味着f dev /D bps =1/2。根据奈奎斯特采样率(Nyquist Rate Sampling)定理要求：第二抽取模块输出的基带信号的采样率应至少比信号中最大频 率分量大2倍，在频率完美同步(即
Figure 403513DEST_PATH_IMAGE042
)的理想情况下f s,D ≥2f dev 。实际上，在第二抽取模 块输出的接收信号中存在频率偏移
Figure 852949DEST_PATH_IMAGE043
时，奈奎斯特定理设置如下约束：
Figure 285067DEST_PATH_IMAGE044
。
当第二抽取模块输出采样率选择为符号率的4倍以维持数据解调的高接收器灵敏 度，即第二抽取模块输出端口样本速率为四倍过采样，f s,D =4D bps ，此约束意味着在此类常规 频移键控接收器示例中，接收信号中允许的最大频率偏移
Figure 237980DEST_PATH_IMAGE032
被限制为
Figure 97351DEST_PATH_IMAGE045
，亦即， 在该实施例中，允许的频率偏移限于(大约) 10kHz，如果此频移键控通信***的射频信号 通道位于928MHz附近，该频率偏移限制，代表发射器和接收器之晶振提供的用于射频和系 统时钟生成的参考信号，其频率精度必须在
Figure 706187DEST_PATH_IMAGE046
以内。非常高精度、高稳定性和昂贵 的晶振，会成为这种常规频移键控调制***的必要条件。此外，此
Figure 941997DEST_PATH_IMAGE047
***容差要求、 远低于参考文献1中针对智能计量公用事业网络(SUN)物理层规范指定的发射中心频率和 符号容差，即“发射中心频率容差应最大为
Figure 17924DEST_PATH_IMAGE048
。与传统设备通信时，接收器应能够接 收中心频率偏移容差高达
Figure 985880DEST_PATH_IMAGE049
的信号。”(请见参考文献1)。
显然，于低数据速率应用的传统无线频移键控通信***中，廉价的晶振并不允许在基带执行精确滤波以获得高灵敏度信号接收；因为，当发射器或接收器中使用普通常用的较为廉价晶振作为参考频率信号和***时钟生成时，接收信号之频率很可能在第二抽取模块的通带之外，在这些情况下，输入射频信号中的数据无法在鉴频和解调阶段全部提取。如果希望以合理的***成本(包括发射器和接收器)使用普通常用的较为廉价晶振，同时仍能在精确窄带滤波后进行数据解调，以保持较高的接收灵敏度，则必须先校正数字中频信号中的频率误差，以进行精确的信号滤波、支持低数据速率应用中的高接收器灵敏度。
这种在频移键控或类似调制信号在智能计量公用事业网络(SUN)等低数据速率应用方案中经常遇到的技术挑战，实际上，从***复杂性和易于硬件实现的角度，可以通过简单和创新的方式解决。
如图3所示，应注意节点C处的采样率f s,C 比抽取输出处的采样率f s,D 高D FIR 倍；同样地，节点B的采样率f s,B 比f s,C 高D comp 倍；节点A处的采样率f s,A 比f s,B 高D CIC2 倍。用公式（11）表示如下。
Figure 144329DEST_PATH_IMAGE050
。
其中，f s,D 表示第二抽取模块输出端口的采样率。当f s,D 再次设置为符号率D bps 的 4倍时：f s,D =4D bps 。
而作为示例，针对一个D bps =10kpbs数据速率应用，第二抽取模块中的抽取因子进行如下配置：D CIC2 =25，D comp =2，D FIR =2，并假设模数转换器(ADC)采样率为32MHz，且第一级联积分梳状(CIC)滤波器抽取因D CIC1 设置为8。
基于以上推理和相同奈奎斯特采样定理的约束：
Figure 918250DEST_PATH_IMAGE051
。
因此，
Figure 845755DEST_PATH_IMAGE052
。
换句话说，当在图3所示的节点A处执行频率鉴别时，允许的最大频率偏移
Figure 984612DEST_PATH_IMAGE043
显然 被放大为
Figure 630357DEST_PATH_IMAGE053
。
基于这一观察和上述推理，本申请实施例在一个传统的频移键控接收机中，增加了额外的频率偏移估计器，其输入信号从接收信号路径中的一个节点分支导入，例如，图3中所示的节点A，此选定节点的采样率应高于或远高于第二抽取模块输出和频移键控解调器输入的采样率，在第二抽取模块之前提取接收信号中的频偏(frequency offset)信息，大大增加了频率采集范围。接收信号即使有大频率偏移，仍然会存在于第二抽取模块最后一级滤波器之前的信号路径中，本申请实施例利用这一事实，增加了一个相对简单的电路来支持低数据速率频移键控通信中的大频偏校正，同时，由于第二抽取模块中可以进行精确滤波，所以保持了通信***的高接收灵敏度，如图1和图3所示。
除了频率偏移估计器，本申请实施例也在频率恢复模块中，引入与该频率偏移估计器相关的环路滤波器(见图4)，其输出用于调整数控振荡器(NCO)(见图1)的中心频率，以减少接收信号的频率偏移。
应该强调的是，在本申请中，可以自适应地执行频率控制程序(如图1所示)。
步骤1：在通信初始阶段，当接收信号出现并被接收器检测到时，在前导符号周期期间执行粗略频率估计和校正。频率调整值由频率恢复模块生成，使得由第一环路滤波器处理的粗略频率偏移估计值用于频率校正(见图4)。如果第一个环路滤波器中的环路滤波器参数(k p1 ,k i1 )配置正确，则可以在前导符号周期期间、合理的时限内校正粗频率偏移。
步骤2：当接收信号中的频偏在步骤1中成功减小，因此让同步报头(包括前导字段和帧起始定界符)被相关检测器可靠地检测到时，此后，第一环路滤波器输出值保持固定，并启用基于限幅器误差的精细频偏调整机制，以产生第二个环路滤波器输出，该第二环路滤波器输出与保持固定的第一环路滤波器输出合并，用于进一步减少接收信号中的残余频率偏移。如果环路滤波器系数(k p1 ,k i1, k p2 ,k i2 )配置正确，则在接收到同步报头时，接收信号中任何大的频率偏移都应已经减少到最小。
总之，当频移键控通信***中出于***成本的考虑，而采用常用的廉价晶振时，本申请实施例提出的机制可以自适应地校正接收信号中较大的频率偏移，特别是对于低数据速率应用，同时保持信号接收的高接收灵敏度。本申请实施例中在传统的无线频移键控接收器中，增加了一个粗略的频率偏移估计器以及相关联的环路滤波器，此外，在所提出的频率恢复模块中，粗略频率偏移估计值和限幅器误差以特定方式组合，生成与接收信号中的频率偏移相关的控制信号，并传输到数控振荡器(NCO)，自适应地调整振荡信号的中心频率，从而降低接收信号中的频率偏移。
应注意的是，在第二鉴频器输出端，除了直流值估计器设计之外，本领域技术人员可以使用已知的、能够提取粗略频率偏移信息的电路来代替这种设计。
虽然这里已经详细描述了频移键控通信的一些示例，但应当理解的是，本发明的概念可以用其他方式不同地体现和使用，并且所附权利要求旨在解释为包括这些变化，除非受现有技术的限制。
本发明提供了一种无线频移键控通信频偏补偿电路和方法，具体实现该技术方案的方法和途径很多，以上所述仅是本发明的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。

Claims (10)

1.一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，包括模数转换器、第一抽取模块、数字下变频器、第二抽取模块、频率偏移估计器、频移键控解调器、定时恢复模块、同步报头检测器、频率恢复模块、数控振荡器和差分解码与码元判决模块，
所述模数转换器，用于接收频移键控信号，并转换为数字信号；
所述第一抽取模块，用于对所述数字信号执行滤波和抽取，获得第一抽取信号；
所述数字下变频器，用于将所述第一抽取信号结合数控振荡器输出信号，转换为基带正交频率信号；
所述第二抽取模块，用于对所述基带正交频率信号执行滤波和抽取，获得第二抽取信号；所述第二抽取模块由一个以上的抽取滤波器级联而成；
所述频率偏移估计器，用于以高于第二抽取模块输出采样率的速率处理信号样本，获得粗略频率偏移估计值；所述信号样本为基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号；
所述频移键控解调器，用于对所述第二抽取信号进行解调，获得第一解调信号和对应的限幅器误差；
所述定时恢复模块，用于从第一解调信号中提取定时信息；
所述同步报头检测器，用于从第一解调信号中检测同步报头；
所述频率恢复模块，用于根据粗略频率偏移估计值、限幅器误差和同步报头，获得频率调整值；
所述数控振荡器，用于产生参考信号，并将所述频率调整值用于参考信号的中心频率调整；
所述差分解码与码元判决模块，对所述第一解调信号进行差分解码与码元判决，结合同步报头，获得最终信号。
2.根据权利要求1所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述频率恢复模块包括第一环路滤波器和第二个环路滤波器，
所述第一环路滤波器与频率偏移估计器连接，接收粗略频率偏移估计值；在第一抽取信号接收时的初始阶段，第一环路滤波器的输出用于粗略频率偏移校正，并在检测到同步报头后将该输出立即保持固定；第一环路滤波器的环路参数记为(k p1 ,k i1 )；
所述第二个环路滤波器与频移键控解调器连接，接收限幅器误差；在检测到所述同步报头时，启用第二环路滤波器，并将第二环路滤波器的输出与第一环路滤波器的输出合并，用于残余频率偏移校正；第二环路滤波器的环路参数记为(k p2 ,k i2 )。
3.根据权利要求2所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述频率偏移估计器包括第二鉴频器和直流值估计器，所述第二鉴频器的输入为基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号；所述第二鉴频器连接直流值估计器；所述直流值估计器输出粗略频率偏移估计值，并与频率恢复模块连接。
4.根据权利要求3所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述频移键控解调器包括第一鉴频器和限幅器，所述第一鉴频器分别与第二抽取模块和限幅器连接；所述限幅器对第一鉴频器的输出进行采样和保持并输出限幅器误差，所述限幅器分别与频率恢复模块和差分解码与码元判决模块连接。
5.根据权利要求4所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述第一 抽取模块为第一级联积分梳状滤波器，抽取因子为D CIC1 ，
Figure 357937DEST_PATH_IMAGE001
。
6.根据权利要求5所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述第二 抽取模块包括级第二联积分梳状滤波器、级联积分梳状补偿滤波器和有限脉冲响应滤波 器，所述第二级联积分梳状滤波器、级联积分梳状补偿滤波器和有限脉冲响应滤波器依次 连接，所述第二级联积分梳状滤波器与数字下变频器连接，抽取因子为D CIC2 ；所述级联积分 梳状补偿滤波器的抽取因子为D Comp ；所述有限脉冲响应滤波器与频移键控解调器连接，抽 取因子为D FIR ；
Figure 212761DEST_PATH_IMAGE002
，
Figure 930181DEST_PATH_IMAGE003
，
Figure 263073DEST_PATH_IMAGE004
。
7.根据权利要求6所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述第一鉴频器和第二鉴频器结构相同，均包括笛卡尔到极坐标转换器和相位微分器，所述笛卡尔到极坐标转换器和相位微分器串联，笛卡尔到极坐标转换器计算其输入处的复信号中包含的相位信息；所述相位微分器随后对所述相位信息进行微分运算，即两个相邻相位样本之间的相位差，获得输入处的复信号中的瞬时频率。
8.根据权利要求7所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述数字下变频器基于坐标旋转数字计算机算法，累积数控振荡器产生的参考信号中心频率加上从频率恢复模块发送的频率调整值一段时间，获得一个相应的角度值，并将其输入端口处的第一抽取信号旋转该角度。
9.根据权利要求8所述的一种无线频移键控通信频偏补偿电路，其特征在于，所述第一环路滤波器的环路参数(k p1 ,k i1 )和第二环路滤波器的环路参数(k p2 ,k i2 )能够在频偏补偿过程中根据频偏补偿过程的收敛速度进行配置，从而调整环路滤波器的带宽。
10.一种无线频移键控通信频偏补偿方法，其特征在于，包括：
接收频移键控信号，并转换为数字信号；
对所述数字信号执行滤波和抽取，获得第一抽取信号；
将所述第一抽取信号结合数控振荡器输出信号，转换为基带正交频率信号；
对所述基带正交频率信号执行滤波和抽取，获得第二抽取信号；所述第二抽取模块由一个以上的抽取滤波器级联而成；
以高于第二抽取模块输出采样率的速率处理基带正交频率信号或者第二抽取模块的最后一级抽取滤波器之前的抽取滤波器输出信号，获得粗略频率偏移估计值；
对所述第二抽取信号进行解调，获得第一解调信号，并由相应限幅器产生与第一解调信号对应的限幅器误差；
根据粗略频率偏移估计值、限幅器误差和同步报头，获得频率调整值，用于接收信号中的频偏补偿；
在接收信号接收初始阶段，基于粗略频率偏移估计值，校正接收信号中的频偏，当检测到同步报头时，将频率偏移估计器保持固定；此后，基于限幅器误差以及已保持固定的频率偏移估计器输出值，校正接收信号中残余频率偏移；
对所述第一解调信号进行差分解码与码元判决，结合同步报头，获得最终信号。
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Application publication date: 20211008

Assignee: Pachi Electronics (Shanghai) Co.,Ltd.

Assignor: Hangzhou Wan Hi-Tech Co.,Ltd.

Contract record no.: X2022980029619

Denomination of invention: Frequency offset compensation circuit and method for wireless frequency shift keying communication

Granted publication date: 20211126

License type: Common License

Record date: 20230114

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