CN113474567B - 控制装置和具备该控制装置的真空泵 - Google Patents

Abstract

提供了一种能够通过不使噪声混入到电流控制量来实现振动或噪音较少的磁性轴承并且谋求了电路的低成本化、小型化的控制装置和具备该控制装置的真空泵。常数存储部1存储了电磁石线圈111的电阻值Rm、电感值Lm、采样时间Ts等常数值。电流存储部3存储了由电流控制电路137内的微计算机定期地采样的过去的电流指令值Ir。低频反馈电路5生成并输出用于抑制所输入的电流指令值Ir与电流检测值IL的直流分量或低频分量的误差的信号。输出电压运算电路7基于所输入的电流指令值Ir［n+1］、电流存储部的存储值Ir［n］、常数存储部的存储值、低频反馈电路5的信号，来计算并输出用于在电磁石线圈111中流动如指令的电流的电压。

Description

控制装置和具备该控制装置的真空泵

技术领域

本发明涉及一种控制装置和具备该控制装置的真空泵，特别地涉及一种能够通过不使噪声混入到电流控制量来实现振动或噪音较少的磁性轴承并且谋求了电路的低成本化、小型化的控制装置和具备该控制装置的真空泵。

背景技术

磁性轴承被用于半导体制造工序或电子显微镜中使用的涡轮分子泵等旋转设备中。基于涡轮分子泵的磁性轴承的结构例来说明以往的磁性轴承励磁电路。

作为磁性轴承的结构例，在图11中示出了涡轮分子泵的截面图。在图11中，涡轮分子泵具备旋转体103，所述旋转体103多级地具备由用于对气体进行排气的涡轮叶片构成的多个旋翼101a、101b、101c…。

为了对该旋转体103进行轴承，通过配设上侧径向方向电磁石105a、下侧径向方向电磁石107a和轴向方向电磁石109a来构成磁性轴承。此外，具备上侧径向方向传感器105b、下侧径向方向传感器107b、轴向方向传感器109b。

关于上侧径向方向电磁石105a和下侧径向方向电磁石107a，图12示出了每一个的横截面图，通过如图12那样构成的电磁石绕组来构成4个电磁石。这4个电磁石两个两个地相对配置，构成X轴方向和Y轴方向的两轴的磁性轴承。

详细地，将分别卷绕邻接的两个芯凸部的电磁石绕组111、111作为一组，彼此配置为相反极性，由此，形成了一个电磁石。该电磁石与隔着旋转体103相对的芯凸部的电磁石绕组113、113所构成的电磁石构成一对，每一者在X轴的正方向或负方向上吸引旋转体103。

此外，在与X轴正交的Y轴方向上，关于两个电磁石绕组115、115、和与其相对的两个电磁石绕组117、117，也与上述同样，作为关于Y轴方向相对的电磁石，构成一对。

关于轴向方向电磁石109a、109a，如示出其纵截面图的图13那样，由隔着旋转体103的电枢103a的两个电磁石绕组121、123来构成为一对。由各电磁石绕组121、123所形成的两个电磁石109a、109a分别对电枢103a在旋转轴线的正方向或负方向上作用吸引力。

此外，上侧径向方向传感器105b、下侧径向方向传感器107b由与上述电磁石105a、107a对应的配置在XY两个轴的4个感测线圈构成，对旋转体103的径方向位移进行检测。轴向方向传感器109b对旋转体103的轴方向位移进行检测。这些传感器被构成为向未图示的磁性轴承控制装置送出各自的检测信号。

基于这些传感器检测信号，磁性轴承控制装置被构成为通过PID控制等来各个地调节构成上侧径向方向电磁石105a、下侧径向方向电磁石107a和轴向方向电磁石109a、109a的合计10个电磁石的吸引力，由此，对旋转体103进行磁性悬浮支承。

接着，说明对如上述那样构成的磁性轴承的各电磁石进行励磁驱动的磁性轴承励磁电路。在图14中示出了通过脉冲宽度调制方式来对在电磁石绕组中流动的电流进行控制（PWM控制）的磁性轴承励磁电路的例子。

在图14中，在构成一个电磁石的电磁石绕组111中，其一端经由晶体管131连接到电源133的正极，另一端经由晶体管132连接到电源133的负极。

然后，电流再生用的二极管135的阴极连接到电磁石绕组111的一端，阳极连接到电源133的负极。同样，二极管136的阴极连接到电源133的正极，阳极连接到电磁石绕组111的另一端。为了稳定化，电解电容器141连接到电源133的正极和负极之间。

此外，在晶体管132的源极侧，设置有电流检测电路139，由该电流检测电路139检测到的电流被输入到控制电路137。

如以上那样构成的励磁电路110对应于电磁石绕组111，针对其他电磁石绕组113、115、117、121、123，也构成相同的励磁电路110。因此，在五轴控制型磁性轴承的情况下，合计10个励磁电路110与电解电容器141并联连接。

在这样的结构中，当使晶体管131、132两者为on（导通）时电流增加，当使两者为off（截止）时电流减少。然后，当使任一个为on时，保持飞轮电流。通过流动飞轮电流，能够减少滞后损失，将功耗抑制得较低。

然后，通过用电流检测电路139来测定该飞轮电流，能够检测在电磁石绕组111中流动的电磁石电流IL。控制电路137将电流指令值与电流检测电路139的检测值进行比较，决定脉冲宽度调制的1个周期内的脉冲宽度，对晶体管131、132的栅极送出信号。

在电流指令值大于检测值的情况下，如图15所示，在1个周期Ts（例如Ts=40μs）中，仅1次以相当于脉冲宽度时间Tp的时间的量，使晶体管131、132两者为on。此时，电磁石电流IL增加。

另一方面，在电流指令值小于检测值的情况下，如图16所示，在1个周期Ts中，仅1次以相当于脉冲宽度时间Tp的时间的量，使晶体管131、132两者为off。此时，电磁石电流IL减少。

磁性轴承控制装置在旋转体103的位置偏离了目标位置的情况下，生成用于修正位置的电流指令值，通过控制电路137对电磁石电流进行反馈控制，以使得电流检测值等于电流指令值。针对电磁石111、113、115、117、121、123，通过流动追随于电流指令值的电流，旋转体103被保持在目标位置。

在此，在专利文献1中记载了用于进行调整以使得电磁石电流与电流指令值一致的运算方法。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2014-209016号公报。

发明内容

发明要解决的课题

然而，在磁性轴承动作中，如上述那样，由于电磁石功率放大器或电动机驱动用的逆变器对电力进行PWM控制，所以，产生了许多切换噪声。该噪声混入到控制电路137的电流信号，在电磁石电流中流动噪声电流，成为不希望的振动或噪音的原因。而且，在该噪声中，低频分量很少，几乎是高频噪声。

在此，当为了减少噪声而通过接地线来屏蔽信号或者向电路内追加低通滤波器时，电路会大型化，成本也会上升。此外，当强化低通滤波器时，磁性轴承的控制会变得不稳定。

此外，最近，为了使电路成本降低，不使用连续地检测电磁石电流的昂贵的电流检测电路，而采用对尖峰噪声较多的电流检测电阻的脉冲电流进行瞬时采样的方式。

在该采样的方式中，由于不能使用对于数字控制的低噪声化所必需的抗混叠低通滤波器，所以本质上不能实现高度的低噪声化。

本发明鉴于这样的以往的课题而完成，其目的在于，提供一种能够通过不使噪声混入到电流控制量来实现振动或噪音较少的磁性轴承并且谋求了电路的低成本化、小型化的控制装置和具备该控制装置的真空泵。

用于解决课题的方案

因此，本发明（权利要求1）是控制装置的发明，具备：旋转体；以及磁性轴承单元，通过电磁石来控制该旋转体的半径方向位置或轴方向位置，其特征在于，所述控制装置具备：电流存储部，存储针对在所述电磁石中流动的电流在过去设定的至少一个第一电流指令值；以及输出电压运算电路，基于针对在所述电磁石中流动的电流而新设定的第二电流指令值、以及从所述电流存储部读出的所述第一电流指令值，来运算用于针对所述电磁石而流动如指令的电流的电压，针对所述电磁石输出所述电压。

针对AC高频分量，通过开环进行控制。即，针对AC高频分量的控制，不使用电流检测值，根据第一电流指令值与第二电流指令值之间的电流指令值的变化的量，来决定所需的放大器输出。

像这样，在高频电流的控制量的计算中，不使用电流检测值，而使用由计算所得的估计值，由此，不使噪声混入到电流控制量，因此，能够实现振动或噪音较少的磁性轴承。由于不需要检测高频的电流，所以能够使用频率响应性较低的便宜的电流检测器，此外，也能够削减对于噪声对策所需的部件，因此，能够实现低成本且小型的磁性轴承电路。

进而，在以往的控制方法中，当为了抑制电流控制的误差而提高电路的电流控制回路的增益时，电流控制会以高频率振荡，但是，在本方式中，由于不对高频进行反馈控制，所以不可能发生电流控制的振荡。

此外，本发明（权利要求2）是控制装置的发明，其特征在于，具备常数存储部，所述常数存储部存储对于在所述电磁石中流动的电流的控制所需的常数值，基于在该常数存储部中存储的常数值来进行由所述输出电压运算电路的运算。

通过具备常数存储部，即使针对不同容量的真空泵，也只要在常数存储部中改变该真空泵所特有的常数值即可，能够使输出电压运算电路的运算共同化。

进而，本发明（权利要求3）是控制装置的发明，其特征在于，具备：电流检测单元，检测在所述电磁石中流动的电流；以及低频反馈电路，基于由该电流检测单元所检测的电流和所述第一电流指令值、或者基于由所述电流检测单元所检测的电流和所述第二电流指令值，来生成用于抑制直流分量或低频分量的误差的信号，针对所述输出电压运算电路输出所述信号。

当通过估计值来控制电磁石电流的目标变化量时，关于直流分量，在电流检测值和电流目标值中产生偏移误差，因此，通过积分器将电流检测值和电流目标值的误差加到电流的计算值。积分器能够使高频的噪声强力地衰减，因此，即使追加积分器，也能够在噪声几乎不增加的情况下除去偏移。

进而，本发明（权利要求4）是控制装置的发明，其特征在于，具备电流误差校正电路，所述电流误差校正电路基于由所述电流检测单元所检测的电流和所述第一电流指令值、或者基于由所述电流检测单元所检测的电流和所述第二电流指令值，来生成用于抑制高频分量的误差的信号，针对所述输出电压运算电路输出所述信号。

在开环放大器中，关于AC高频分量，不使用电流检测值，而使用电流指令值来控制电流，因此，存在在电流指令值和实际的电流之间产生误差的情况。为了削减该误差，具备电流误差校正电路。该电流误差校正电路生成用于抑制所输入的电流指令值与电流检测值的高频分量的误差的信号，并输出该信号。

由此，电流误差校正电路能够在不增加电磁石电流的噪声的情况下抑制电流指令值与实际的电流检测值的误差。

进而，本发明（权利要求5）是控制装置的发明，其特征在于，在所述输出电压运算电路中，基于从所述电流存储部在过去设定的多个第一电流指令值和所述第二电流指令值，来运算用于针对所述电磁石而流动如指令的电流的电压，针对所述电磁石输出所述电压。

通过使用过去的多个电流指令值，能够具有低通滤波器特性，从而能够使脉冲宽度的计算变得稳定。

进而，本发明（权利要求6）是控制装置的发明，其特征在于，具备：励磁电路，包含对所述电磁石和电源之间进行断开连接的切换元件；以及脉冲宽度运算单元，按每个定时来运算对所述切换元件进行脉冲控制的脉冲宽度，在所述电流存储部中，保存针对在所述电磁石中流动的电流在过去设定的电流指令值Ir［n］，在电磁石电感Lm、电磁石电阻Rm、电源电压Vd、采样间隔Ts、电流检测值IL、对电流的增减的极性进行表示的系数P［n+1］时，基于针对在所述电磁石中流动的电流而新设定的电流指令值Ir［n+1］和从所述电流存储部读出的所述电流指令值Ir［n］，通过数式8来运算所述脉冲宽度。

［数式8］

。

进而，本发明（权利要求7）是控制装置的发明，其特征在于，具备：励磁电路，包含对所述电磁石和电源之间进行断开连接的切换元件；以及脉冲宽度运算单元，按每个定时来运算对所述切换元件进行脉冲控制的脉冲宽度，在所述电流存储部中，保存针对在所述电磁石中流动的电流在过去设定的电流指令值Ir［n］，在电磁石电感Lm、电磁石电阻Rm、电源电压Vd、采样间隔Ts、电流检测值IL、对电流的增减的极性进行表示的系数P［n+1］、积分项Yi［n］时，基于针对在所述电磁石中流动的电流而新设定的电流指令值Ir［n+1］和从所述电流存储部读出的所述电流指令值Ir［n］，通过数式9来运算所述脉冲宽度。

［数式9］

。

进而，本发明（权利要求8）是真空泵的发明，其特征在于，具备根据权利要求1～7中任一项所述的控制装置。

发明效果

如以上说明的那样，根据本发明，被构成为基于针对在电磁石中流动的电流而新设定的第二电流指令值和从电流存储部读出的第一电流指令值，来运算用于针对电磁石而流动如指令的电流的电压，针对电磁石输出该电压，因此，在高频电流的控制量的计算中，不使用电流检测值。像这样，通过使用由计算所得的估计值，从而不使噪声混入到电流控制量，因此，能够实现振动或噪音较少的磁性轴承。由于不需要检测高频的电流，所以，能够使用频率响应性较低的便宜的电流检测器，此外，由于也能够削减对于噪声对策所需的部件，所以能够实现低成本且小型的磁性轴承电路。

附图说明

图1是示出PWM控制的脉冲与占空比的关系的简略图；

图2是示出PWM控制的脉冲与电磁石电流的关系的时间图；

图3是本发明的第一实施方式的整体框图；

图4是仿真框图；

图5是电磁石电流对电流指令和噪声电流的响应特性的仿真结果；

图6是本发明的第三实施方式的整体框图；

图7是图3的变形例；

图8是图6的变形例（其1）；

图9是图6的变形例（其2）；

图10是图6的变形例（其3）；

图11是涡轮分子泵的截面图；

图12是径向方向电磁石的横截面图；

图13是轴向方向电磁石的纵截面图；

图14是以往的磁性轴承励磁电路的例子；

图15是示出电流指令值大于检测值的情况下的控制的时间图；以及

图16是示出电流指令值小于检测值的情况下的控制的时间图。

具体实施方式

以下，对本发明的第一实施方式进行说明。

关于通过PWM控制对电磁石111、113、115、117、121、123施加脉冲电压的情况下的电磁石电流的变化量，即使不直接检测电磁石电流，只要知晓脉冲电压的电压值、脉冲宽度、电磁石的电感值、电阻值，就能够通过计算来大致估计。因此，在计算电流的目标变化量时，不使用电流检测值，而使用由计算所得的估计值，由此，不会受到混入到电流检测信号的噪声的影响。

但是，当通过估计值来控制电磁石电流的目标变化量时，关于直流分量，在电流检测值和电流目标值中会产生偏移误差，因此，通过积分器来将电流检测值与电流目标值的误差加到电流的计算值。积分器能够强力地衰减高频的噪声，因此，即使追加积分器，也能够在几乎不增加噪声的情况下除去偏移。

使用电流检测电路139的信号来对直流～AC低频分量进行反馈控制。在直流～AC低频分量中，由于能够使用强力的低通滤波器，所以，能够强力地减少噪声。另一方面，关于AC高频分量，不使用电流检测值，根据电流指令值的变化的量（Ir［n+1］-Ir［n］）来决定所需的放大器输出电压的脉冲宽度。

在此，定义了电磁石电压Vm、电磁石电感Lm、电磁石电阻Rm、电源电压Vd、采样间隔Ts、PWM控制时的脉冲ON占空比D、对电磁石的电流指令值Ir、电流检测值IL。根据基尔霍夫定律，在电磁石绕组111中流动的电磁石电流IL与电磁石电压Vm之间，数式1成立。

［数式1］

。

在图1中以简略图示出了PWM控制的脉冲与占空比的关系。在1个周期Ts中，脉冲ON期间（D×Ts）的电流检测值ΔIL_on变为数式2。

［数式2］

。

另一方面，脉冲OFF期间（（1-D）×Ts）的电流检测值ΔIL_off变为数式3。

［数式3］

。

当根据数式2和数式3来计算1个周期Ts的电流检测值ΔIL时，变为数式4。

［数式4］

。

当根据数式4来计算占空比D时，变为数式5。

［数式5］

。

在数式5中，IL的变化较缓，因此，在IL中使用低频分量的电流检测值。

ΔIL为下次的电流指令值Ir［n+1］与这次的电流指令值Ir［n］的差。

因此，占空比D的计算值如数式6那样。

［数式6］

。

关于高频分量，认为，虽然在电流指令和实际电流中产生偏离，但是，对大势没有影响。像这样，即使在电流中产生了偏离，旋转体103也通过位置反馈而悬浮于中心。

另一方面，低频分量以通常的方式被控制，因此，不会发生过电流等问题。

在此，导入对电流的增减的极性进行表示的系数P［n］来总结式子。当将ΔIL置换为下次的电流指令值Ir［n+1］与这次的电流指令值Ir［n］的差时，在通过开环来控制的计算式中，下一占空比D表示为数式7，下一脉冲宽度Tp［n+1］表示为数式8。

［数式7］

。

［数式8］

。

接着，当完成追加直流和AC低频分量的反馈功能来进行控制的计算式时，下一脉冲宽度Tp［n+1］表示为数式9。

［数式9］

。

其中，Yi［n］如数式10那样，Ki为积分系数。

［数式10］

。

再有，为了与现有技术进行对比，作为参考，记载并说明专利文献1中记载的数式。

以往，通过下次的电流指令值Ir［n+1］、这次的电流检测值IL［n］和这次的脉冲宽度Tp［n］如数式11那样表示ΔIL。

［数式11］

。

在此，下一占空比D如数式12那样，下一脉冲宽度Tp［n+1］如数式13那样。

［数式12］

。

［数式13］

。

在为了提高控制的精度而追加了反馈增益KA、电感校正增益KL、积分项Yi的情况下的计算下一脉冲宽度Tp［n+1］的数式如数式14那样。

［数式14］

。

其中，积分项Yi如数式10那样。

即，在图2的时间图中，以往，根据Ir［n+1］、IL［n］和Tp［n］来计算下一脉冲宽度Tp［n+1］。相对于此，在本实施方式的开环放大器中，不同之处在于，根据Ir［n+1］和Ir［n］来计算Tp［n+1］。

接着，对基于数式9和数式10而制作的框图进行说明。在图3的框图中，常数存储部1存储了电磁石线圈111的电阻值Rm、电感值Lm、采样时间Ts等常数值。此外，反馈增益KA等也存储在该常数存储部1中。电流存储部3存储了通过电流控制电路137内的微计算机而定期采样的过去的电流指令值Ir。低频反馈电路5生成并输出用于抑制所输入的电流指令值Ir与电流检测值IL的直流分量或低频分量的误差的信号。

输出电压运算电路7基于所输入的电流指令值Ir［n+1］、电流存储部的存储值Ir［n］、常数存储部的存储值、低频反馈电路5的信号，来计算用于在电磁石线圈111中流动如指令的电流的输出电压的脉冲宽度Tp［n+1］，并输出通过Vd×Tp［n+1］/Ts而计算的输出电压。

此外，在图4中示出了在低频反馈电路5的低频控制中使用了PI控制时的仿真框图。电流指令Ireference被放大器11放大。此外，通过偏差器15取得该电流指令Ireference与在加法器13中针对电磁石电流Imagnet重叠了噪声电流Inoise后的电流之间的差。

该偏差器15的输出被积分器17积分，之后，被放大器19放大。放大器11的输出信号和放大器19的输出信号由加法器21相加。然后，该加法器21的输出信号由补偿器23针对电磁石111的电阻和电感进行校正。当该补偿器23的输出信号输入到电磁石的等效器29时，计算电磁石电流。

电磁石电流Imagnet对电流指令Ireference和噪声电流Inoise的响应特性的仿真结果如图5所示。如从图5可知，关于电流指令Ireference，没有受到噪声的任何影响，而直接对电磁石输出。另一方面，关于噪声分量，可知，在1～2kHz不足的低频区域中没有受到任何影响，在1～2kHz以上的高频区域中被衰减。由此，可知，能够通过积分器17非常大地衰减在电磁石电流中出现的噪声电流分量。

像这样，在高频电流的控制量的计算中，不使用电流检测值，而使用由计算所得的估计值，由此，噪声不会混入到电流控制量，因此，能够实现振动或噪音较少的磁性轴承。由于不需要检测高频的电流，所以，能够使用频率响应性较低的便宜的电流检测器，此外，也能够削减对于噪声对策所需的部件，因此，能够实现低成本且小型的磁性轴承电路。

进而，在以往的控制方法中，当为了抑制电流控制的误差而提高电路的电流控制回路的增益时，电流控制以高频率振荡，但是，在本方式中，由于不对高频进行反馈控制，所以不可能发生电流控制的振荡。

接着，对本发明的第二实施方式进行说明。

当在下一脉冲宽度Tp［n+1］的计算中，仅使用稍前的电流指令值Ir［n］和下一电流指令值Ir［n+1］时，考虑稍前的电流指令值Ir［n］可能由于从位移传感器混入的噪声信号等的影响而过敏地变化而使脉冲宽度的计算结果过敏地变动。在该情况下，通过使用过去的多个电流指令值，能够使脉冲宽度的计算变得稳定。

例如，如数式15所示，能够使用稍前的电流指令值Ir［n］及其之前的电流指令Ir［n-1］信号来具有低通滤波器特性。在此，a1、b0是低通滤波器的系数。

［数式15］

。

第二实施方式的框图与图3相同。即，能够通过在图3中对常数存储部1追加存储a1、b0、此外对电流存储部3存储多个过去的电流指令值Ir来实现。

进而，在为了提高控制的精度而导入了反馈增益KA、电感校正增益KL的情况下的计算下一脉冲宽度Tp［n+1］的数式如数式16那样。

［数式16］

。

对常数存储部1追加存储反馈增益KA。

与以往的控制相比，电流检测信号的相位延迟不会成为问题，因此，不需要与电流控制增益的直流电流对应的电感校正增益KL的校正或其变得容易。

接着，对本发明的第三实施方式进行说明。

在开环放大器中，关于AC高频分量，不使用电流检测值，而使用电流指令值来控制电流，因此，存在在电流指令值和实际的电流之间产生误差的情况。为了削减该误差，如图6所示，追加了电流误差校正电路9。再有，对与图3相同要素的部分，标注相同符号并省略说明。该电流误差校正电路9生成并输出用于抑制所输入的电流指令值与电流检测值的高频分量的误差的信号。

在图6中，向电流误差校正电路9输入电流指令值Ir和电流检测值IL，并存储在内部。电流误差校正电路9监视电流误差Ie［n］=Ir［n］-IL［n+1］。然后，通过对Ie［n］进行低通滤波处理，从而除去噪声，判断Ie是+倾向还是-倾向。在Ie是+倾向时，向输出电压运算电路7送出电流校正信号以使得电流增大。同样，在Ie是-倾向时，向输出电压运算电路7送出电流校正信号以使得电流减小。由此，电流误差校正电路9能够在不增大电磁石电流的噪声的情况下抑制电流指令值Ir与实际的电流检测值IL的误差。

电流误差校正电路9的具体的实现方法的例子如下述那样。

电流误差校正电路9在一定期间内监视电流指令值Ir和电流检测值IL，在双方的高频分量的信号中看到误差的情况下，生成并输出用于抑制误差的信号。例如，在1分钟期间，分别对电流指令值Ir和电流检测值IL进行FFT变换并平均，由此，提取出噪声分量被除去的平均化的电流值的频率分量。

在此，例如，在与针对某个频率所提取的电流指令值Ir相比电流检测值IL更小的情况下，电流误差校正电路9向输出电压运算电路7送出用于使该频率的电流流动得更多的信号。

接着，对本发明的第一～三的各实施方式的变形例进行说明。

低频反馈电路5和电流误差校正电路9的输入无论连接电流指令值（Ir［n+1］）和电流指令值（Ir［n］）中的哪个，都正常发挥作用。因此，在以下示出了变形例的图。

图7是图3的变形例，是对低频反馈电路5输入了Ir［n+1］的例子。图8是图6的变形例，与图6不同之处在于，对电流误差校正电路9输入了Ir［n+1］。此外，图9也是图6的变形例，与图6不同之处在于，对电流误差校正电路9和低频反馈电路5两者输入了Ir［n+1］。

此外，图10也是图6的变形例，与图6不同之处在于，对低频反馈电路5输入了Ir［n+1］。

再有，只要不脱离本发明的精神，本发明就能够实现各种改变，上述的实施方式和各变形例能够进行各种组合。

附图标记的说明

1 常数存储部

3 电流存储部

5 低频反馈电路

7 输出电压运算电路

9 电流误差校正电路

11、19 放大器

13、21 加法器

15 偏差器

17 积分器

23 补偿器

29 等效器

103 旋转体

111、113、115、117、121、123 电磁石

137 控制电路

139 电流检测电路。

Claims (8)

1.一种控制装置，具备：

旋转体；以及

磁性轴承单元，通过电磁石来控制该旋转体的半径方向位置或轴方向位置，

其特征在于，具备：

电流存储部，存储针对在所述电磁石中流动的电流在过去设定的至少一个第一电流指令值；以及

输出电压运算电路，基于针对在所述电磁石中流动的电流而新设定的第二电流指令值、以及从所述电流存储部读出的所述第一电流指令值，来运算用于针对所述电磁石而流动如指令的电流的电压，针对所述电磁石输出所述电压。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，

具备常数存储部，所述常数存储部存储对于在所述电磁石中流动的电流的控制所需的常数值，

基于在该常数存储部中存储的常数值来进行由所述输出电压运算电路的运算。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的控制装置，其特征在于，具备：

电流检测单元，检测在所述电磁石中流动的电流；以及

低频反馈电路，基于由该电流检测单元所检测的电流和所述第一电流指令值、或者基于由所述电流检测单元所检测的电流和所述第二电流指令值，来生成用于抑制直流分量或低频分量的误差的信号，针对所述输出电压运算电路输出所述信号。

4.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，具备电流误差校正电路，所述电流误差校正电路基于由所述电流检测单元所检测的电流和所述第一电流指令值、或者基于由所述电流检测单元所检测的电流和所述第二电流指令值，来生成用于抑制高频分量的误差的信号，针对所述输出电压运算电路输出所述信号。

5.根据权利要求1或权利要求2所述的控制装置，其特征在于，在所述输出电压运算电路中，基于从所述电流存储部在过去设定的多个第一电流指令值和所述第二电流指令值，来运算用于针对所述电磁石而流动如指令的电流的电压，针对所述电磁石输出所述电压。

6.根据权利要求2所述的控制装置，其特征在于，具备：

励磁电路，包含对所述电磁石和电源之间进行断开连接的切换元件；以及

脉冲宽度运算单元，按每个定时来运算对所述切换元件进行脉冲控制的脉冲宽度，

在所述电流存储部中，保存针对在所述电磁石中流动的电流在过去设定的电流指令值Ir[n]，

在电磁石电感Lm、电磁石电阻Rm、电源电压Vd、采样间隔Ts、电流检测值IL、对电流的增减的极性进行表示的系数P[n+1]时，基于针对在所述电磁石中流动的电流而新设定的电流指令值Ir[n+1]和从所述电流存储部读出的所述电流指令值Ir[n]，通过数式8来运算所述脉冲宽度，

[数式8]

7.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，具备：

励磁电路，包含对所述电磁石和电源之间进行断开连接的切换元件；以及

脉冲宽度运算单元，按每个定时来运算对所述切换元件进行脉冲控制的脉冲宽度，

在所述电流存储部中，保存针对在所述电磁石中流动的电流在过去设定的电流指令值Ir[n]，

在电磁石电感Lm、电磁石电阻Rm、电源电压Vd、采样间隔Ts、电流检测值IL、对电流的增减的极性进行表示的系数P[n+1]、积分项Yi[n]时，基于针对在所述电磁石中流动的电流而新设定的电流指令值Ir[n+1]和从所述电流存储部读出的所述电流指令值Ir[n]，通过数式9来运算所述脉冲宽度，

[数式9]

8.一种真空泵，其特征在于，具备根据权利要求1～7中任一项所述的控制装置。