CN113452245A - 一种pfc电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种PFC电路，所述PFC电路包括：相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q1、Q2组成第一级串联电路，相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q3、Q4组成第二级串联电路，具有同向同名端的变压器，输出二极管D1，输出电容C1及输出负载；其中，所述第一级串联电路与所述第二级串联电路相互并联，变压器原边绕组的异名端与第二级串联电路中Q3管的一端相连，原边绕组的同名端与Q4管的一端相连，变压器副边绕组的同名端接负载负极性端，副边绕组的异名端与二极管D1的正极性端相连；采用本发明的技术方案，能有效提高反激PFC电路的PF值，且采用四管的方式，简化了电路拓扑，可实现多路输出，提高了电能利用率与控制效率，同时降低了成本。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及功率大于75W的隔离型AC/DC电路以及一种反激式功率因数矫正(PFC,Power Factor Correction)拓扑电路及其控制方法。
背景技术
开关电源因效率高、体积小、成本低，而在各个领域受到了广泛的应用。无论是通信，交通运输，文化娱乐，农业生产，还是国防建设等都离不开开关电源，而在开关电源领域，电源效率备受关注，这就要求开关电源具有较好的PF值以及较好的电源***调节功能。
在现有的技术当中，常用的PFC电路如图1所示。其中交流电压经过二极管全桥整流之后输出全波整流电压，再将此电压通过大电容C1滤波，滤波后的电压作为DC/DC变换电路的输入电压，DC/DC变换器通过控制电子开关的通断，使得输入电流跟随输入电压的变化，其理想的跟随波形如图2所示。
在所述整流桥与滤波电容C1之间并接了电压采样模块，此模块作为PFC控制电路的一部分，用来对输入电流与输出电压进行采样。PFC控制电路部分还包括：乘法器、MOS管驱动电路、误差放大器与比较器。在传统的模拟控制电路中，采样电路与调节器设计复杂，参数需要慢慢调整，电路元件较多，体积庞大，控制精度难以准确把握，而且元器件容易受到温度等因素的影响，误差会比较大。
图1所示电路的工作过程为：当电网侧220V交流电压输入进来之后，经过二极管全桥整流电路进行整流，将交流电变换成成正弦脉动的直流电进行输出，由于经过全桥整流之后的输出电压中仍然含有少量谐波，所以在整流电路与 DC/DC变换电路之间并联了一个大电容进行DC/DC输入电压滤波，通常情况下 DC/DC斩波电路为BUCK升压式电路、BOOST降压式电路以及BUCK-BOOST 升降压式电路，甚至有双BOOST桥式电路等，在图1的PFC控制电路部分，将输入电流用电流采样模块进行电流采样，将采样到的电流送入到乘法器，同时，乘法器的一端与误差放大器相连，而误差放大器的另外一端接入从负载端反馈回来的反馈电压Vf，以及基准电压Vref，将两者的差值ΔV(ΔV＝Vref-Vf)进行放大，此放大信号也送入到乘法器当中，乘法器的输出端与DC/DC电路的采样电流分别接入到比较器的正极性端与负极性端，将比较之后的信号输入到电子开关管的驱动芯片，从而实现对开关管的脉冲宽度调制(PWM,Pulse Width Modulation)。
然而，在一般的PFC电路中都有二极管全桥整流部分，而桥式整流的输入电流波形有较大畸变，会对电网产生谐波污染，需要特别指出的是，二极管作为整流元件，要根据不同的整流方式和负载大小加以选择。如选择不当，则或者不能安全工作，甚至烧了管子；或者大材小用，造成浪费。在现有的技术当中通常会采用高频软开关技术进行畸变电流的矫正，高频软开关控制电路如图3所示。虽然电流畸变有所改善，但这无疑会增加电路的复杂度与电源的体积。
在图1的PFC控制电路部分，电压采样和电流采样电路比较复杂，所用元件数目多，会存在选型，元件之间相互干扰的问题，而且各个模块的设计过程比较繁琐，需要不断地进行优化，设计周期比较长。
图1所示的PFC电路中，含有两个重要模块，一个是桥式整流环节，一个是DC/DC斩波环节，这两个模块分开设计时步骤繁琐，且在电路的应用当中体积大，集成度不高，同时控制起来也比较困难，成本高。
在传统的反激PFC电路中，由于开关管只使用了一个MOSFET管，所以在所述MOSFET管关断时会承受较大的电压应力。
在传统的反激PFC电路中，对于原边绕组上的漏磁，是通过LC构成的退磁回路进行消磁，退磁电流比较大。
传统的反激变换器作为PFC电路应用时，只能应用于小功率场合，且PF值也不高。
针对上述相关技术的问题，还尚未提出一个比较好的解决方案。
发明内容
针对相关技术中存在的未解决的问题，本发明要解决的技术问题是，提供一种反激式PFC电路和单周期稳压控制方法，来提高控制精度，简化电路，避免二极管整流桥输出端电流波形畸变的问题，使输出电压稳定可靠，解决了反激变换器只能用于小功率场合的问题，提高了PF值，同时也降低成本。
为此，本发明实施例采用如下技术方案：
一种PFC电路，包括：主电路，所述主电路包括：相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q1、Q2组成第一级串联电路，相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q3、Q4组成第二级串联电路，具有同向同名端的变压器，输出二极管D1，输出电容C1及输出负载R1；其中，所述第一级串联电路与交流输入电源两端直接并联，所述第一级串联电路与所述第二级串联电路相互并联，所述变压器原边绕组M1的异名端与所述第二级串联电路中Q3管的一端相连，所述变压器原边绕组M1的同名端与所述第二级串联电路中Q4管的一端相连，所述变压器副边绕组M2的同名端接输出负载R1负极性端，所述变压器副边绕组 M2的异名端与所述输出二极管D1的正极性端相连；所述Q1、Q2、Q3、Q4管都是型号一样的单极性IGBT管，用于对输入的交流电进行整流，并在开关管 Q1、Q2、Q3、Q4截止时对变压器原边绕组M1中的漏磁进行有效的磁复位。
进一步地，所述一种PFC电路，还包括：驱动电路、控制电路，所述驱动电路包括：两片IGBT驱动芯片，分组对所述Q1、Q2、Q3、Q4开关管进行驱动，所述控制电路包括：单片机，所述所述驱动电路部分受控制电路部分单片机控制。
进一步地，所述一种PFC电路，所述控制电路还包括使用DSP控制芯片的输出电压与输入端整流电流的采样模块。
进一步地，所述一种PFC电路，还包括：检测电路，所述检测电路包括交流输入电压的过零检测电路。
进一步地，所述一种PFC电路，所述检测电路为交流输入电压正半周期电压过零检测电路，所述过零检测电路采用光耦隔离检测方式。
进一步地，所述一种PFC电路，所述光耦隔离检测方式采用单光耦检测，检测光耦输出端与电源端之间的串联电阻两端电压。
进一步地，所述一种PFC电路，所述单光耦检测采用半桥过零的方式来找出电压过零点，设过零点的值为Tx，电源工作周期为T，其过零点计算公式为：
进一步地，所述一种PFC电路，控制电路的控制算法采用单周期控制(OCC)。
进一步地，所述一种PFC电路，所述单周期控制(OCC)方法为：设PFC 电路电感电流ig、低频波形跟随整流后的输入电压波形Vg、输出电压为Vout、整个变换器可以等效为一个电阻Re、开关管占空比D(D≦0.5)、PFC变换器中电流检测电阻Rs、变换器的开关周期为T，
令
构造单周期控制方程组：
ig通过对变压器原边绕组的电流采样得来。
进一步地，所述一种PFC电路，应用于开关电源，是一种功率大于75W的隔离型AC/DC电路。
本发明提供的PFC电路是一种具有PFC功能的反激变换器拓扑电路，其有益效果包括：1)所述PFC电路中的整流部分(主电路)，将传统的非线性整流二极管全部替换成了全控型电力电子器件IGBT，在PFC矫正时使整流电流更好的跟随整流输出电压；2)变压器原边绕组的同名端直接与地相连，避免了传统反激电路中变压器原边与功率开关管MOSFET串联时所带来的峰值电流对功率 MOS管的冲击性影响，以及当电压应力比较大时对MOS管所带来的损坏；3) 对所述主电路的驱动只需要分组驱动Q1、Q2、Q3和Q4即可，驱动电路简单可靠；4)使用数字控制方式，控制精确与高效，控制电路简单，避免了模拟控制方式控制电路设计复杂，参数难以正确选定以及控制精度差的缺点；5)采用单周期控制(OCC)算法，OCC算法，无需乘法器，采样电路简单，且抗干扰能力强，为电源PFC级提供了简便、灵活、高密度的解决方案，避免了对输入电压采样和使用复杂的模拟乘法器；6)所述光耦隔离检测方式不采用双光耦的检测方式，由于光耦隔离器具有单相导电性，所以所述串联电阻的两端电压为半波正弦电压，此检测电路简单，易于找到电压过零点。
附图说明
图1为常用PFC电路的结构示意图；
图2为常用PFC电路的电压电流理想跟随波形示意图；
图3为现有技术的高频软开关控制电路示意图；
图4为本发明的PFC电路的主电路示意图；
图5为Q2、Q3导通时变压器原边的工作原理示意图；
图6为Q2、Q3截止时变压器的工作原理示意图；
图7为本发明的PFC控制管半周期通断波形示意图；
图8全桥过零检测电路示意图；
图9为光耦半桥过零检测波形示意图；
图10为本发明PFC电路的总体结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明的实施例中的附图，对本发明的实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图4～7、9～10所示，本发明提供一种PFC电路与一种对应PFC电路的新型控制方法，所述PFC电路的输入端接经过IGBT整流之后的电路，并采用变压器进行电能的隔离传输。为了方便叙述与理解，设与交流电源两端直接并联的上下两个功率开关管IGBT分别为Q1和Q2，且Q1和Q2的型号一样；设与变压器原边绕组直接并联的上下两个功率开关管IGBT分别为Q3和Q4，且Q3和 Q4型号与所述Q1和Q2的型号一样；设变压器的原边为M1，副边为M2；设与M2异名端直接相连的二极管为D1；设并联在二极管与M2同名端之间的滤波电容为C1；设所述PFC电路的负载为R1。
所述PFC电路的总体结构图如图10所示，包括：主电路部分、驱动电路部分、控制电路部分、和检测电路部分；
其中：所述主电路部分是本发明的核心部分，具体结构如图4所示，所述主电路包括：相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q1、Q2组成第一级串联电路，相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q3、Q4组成第二级串联电路，具有同向同名端的变压器，输出二极管D1，输出电容C1及输出负载R1；其中，所述第一级串联电路与交流输入电源两端直接并联，所述第一级串联电路与所述第二级串联电路相互并联，所述变压器原边绕组M1的异名端与所述第二级串联电路中Q3管的一端相连，所述变压器原边绕组M1的同名端与所述第二级串联电路中Q4管的一端相连，所述变压器副边绕组M2的同名端接输出负载R1负极性端，所述变压器副边绕组M2的异名端与所述输出二极管D1的正极性端相连；所述Q1、Q2、Q3、Q4管都是型号一样的单极性IGBT管，用于对输入的交流电进行整流，并在开关管Q1、Q2、Q3、Q4截止时对变压器原边绕组M1 中的漏磁进行有效的磁复位；
所述控制电路部分包括：单片机，使用DSP控制芯片的输出电压与输入端整流电流的采样模块，采用了单片机控制，使用数字控制方式，控制精确与高效，控制电路简单，避免了模拟控制方式控制电路设计复杂，参数难以正确选定以及控制精度差的缺点；
所述驱动电路部分包括：两片IGBT驱动芯片对所述Q1、Q2、Q3、Q4开关管的驱动电路，所述驱动电路部分受控制电路部分单片机控制，对所述主电路的驱动只需要分组驱动Q1、Q2、Q3和Q4即可，驱动电路简单可靠；
所述检测电路部分包括交流输入电压的过零检测电路，具体为交流输入电压正半周期电压过零检测电路，过零检测电路采用光耦隔离检测方式，所述光耦隔离检测方式采用单光耦检测，不采用双光耦的检测方式，检测光耦输出端与电源端之间的串联电阻两端电压，由于光耦隔离器具有单相导电性，所以所述串联电阻的两端电压为半波正弦电压。
由于用文字难以描述所述PFC电路的工作原理，为了便于技术领域人员的理解，下面请允许发明人使用原理图，配合电子工程中常用的信号流向来说明本发明的工作原理。
由于此发明电路中所用到的IGBT开关管是单极性的，而交流电源的工作电压也有正负之分，所以Q1、Q2、Q3、Q4的导通不是任意的，所遵循的导通原则是在Q1、Q2组成的第一级串联电路与Q3、Q4所组成的第二级串联电路中，当电源极性为上正下负时，这是Q1、Q2、Q3、Q4四管同时都导通，只不过在整个电源工作的正半周期，Q1和Q4持续导通，而Q2和Q3在整个电源工作的正半周期开通与关断交替出现，导通角小于0.45T(T为开关的开关周期)。同理，当电源极性为上负下正时，这是Q1、Q2、Q3、Q4四管同时都导通，只不过在整个电源工作的负半周期，Q2和Q3持续导通，而Q1和Q4在整个电源工作的负半周期开通与关断交替出现。
当电源工作在正半周期时，此时Q2和Q3通断交替出现，而Q1和Q4持续导通。
此时电源工作在电压的正半周期，当Q2和Q3第一次导通时，电流流经Q2，从变压器原边绕组的同名端流入，从异名端流出，再通过Q3流回到电源当中。虽然此时Q1和Q4也导通，但由于此IGBT管是单极性的，所以Q1和Q4开关管上没有电流流过，且Q1和Q4各承受一半的反压。又由于此电路是反激电路，所以此时副边绕组上没有电流流过，工作原理图如图5所示；当Q2和Q3第一次关断时，此时由于Q1和Q4处于导通状态，所以变压器原边绕组中的漏磁通过Q1和Q4返回到电源，这就减少了传统反激电路中的LC漏磁回路，避免了能量的浪费，提高了电能的利用率；与此同时，当Q2和Q3关断时，电源就不再给变压器原边绕组供能，所以这时变压器原边绕组中的能量大部分耦合到副边绕组，此时变压器副边绕组感应出上正下负的电压，二极管处于导通状态，电流通过二极管向负载供电，同时给负载端并联电容充电，工作过程如图6所示，开关管的通断波形如图7所示。当Q2和Q3第二次导通时工作过程重复上述所述过程，这里不再赘述。
当电源工作在负半周期时，此时Q1和Q4通断交替出现，而Q2和Q3持续导通。
此时电源工作在电压的负半周期，工作过程与电源在正半周期的工作过程完全一样，只是不过电源极性刚好相反，其工作过程就不再赘述。
本发明中的检测电路为输入电压过零检测，该检测的目的是为了找到电源从正半周期到跳转到负半周期的临界点，也称为过零点。在现有的技术当中，过零检测的方法有很多，常用的有变压器过零检测，全桥整流检测和光耦过零检测。在众多的检测方式当中，由于光耦过零检测由于具有成本低，易控制的优点，使得光耦过零检测受到了广泛的关注。光耦隔离检测大多是双光耦方式，全桥过零检测的原理与之相类似，所不同的是，在全桥过零检测的输出端接有一三极管，将三极管的集电极与一芯片相连，通过三极管的反复导通、截止，在芯片过零检测端口形成一定频率的脉冲方波，芯片通过判断，检测电压的零点，其检测电路如图8所示。
本发明重采用的一种检测方式，此检测电路简单，易于找到电压过零点。采用半桥过零的方式来找出电压过零点，计算简单方便，其检测波形图如图9所示。设过零点的值为Tx，电源工作周期为T，其过零点计算公式为：
控制电路部分工作原理：
所述PFC电路的控制电路摈弃了传统的模拟控制电路，模拟控制电路控制复杂，精度不高，结构庞大，不适合高频化电路与高集成电路。而且模拟控制电路还需要复杂的电压采样电路、电流采样电路以及补偿电路。为了解决这个问题，本发明的控制电路部分采用单片机来进行控制，数字控制方式简单易控，且易于调节，成本低。而控制电路的控制算法采用单周期控制(OCC)。单周期控制简化了控制电路，避免了对输入电压采样和使用复杂的模拟乘法器。
所述单周期控制原理具体如下：
PFC电路的控制目的是要使电感电流ig(由于反激电路的变压器可以看做是在两个工作过程中的电感)的低频波形(50Hz或60Hz)跟随整流后的输入电压波形Vg，同时又要保持输出电压为Vout(允许一定纹波)。若控制电路的控制策略满足了电感电流与输入电压成比例且相位一致，整个变换器可以等效为一个电阻Re。则：
Vg＝Re*ig………………………………………………………………(2)
对于反激式PFC电路来说，其输入电压，输出电压和开关管占空比D(D ≦0.5)的关系为：
Vout＝Vg*(1-D)…………………………………………………………(3)
合并式(2)和式(3)，得到：
Vout＝Re*ig*(1-D)……………………………………………………(4)
定义Rs为PFC变换器中，电流检测电阻。将式(4)两边同时乘以Rs可得：
令
将(5)化简可得：
Vm-ig*Rs＝Vm*D………………………………………………………(7)
上式即为单周期控制的最重要的数学模型。设变换器的开关周期为T，构造单周期控制方程组：
上式方程组是在开关管关断时进行输出的方式，所以也称为“前沿控制”，ig可以通过对原边绕组的电流采样得来，具体算法需要根据原理用软件编程来实现。
采用本发明的技术方案，能有效提高反激PFC电路的PF值，且采用四管的方式，简化了电路拓扑，可实现多路输出，提高了电能利用率与控制效率，同时降低了成本。
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种PFC电路，其特征在于，包括：主电路，所述主电路包括：相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q1、Q2组成第一级串联电路，相互串联的具有相同型号的单极性IGBT管Q3、Q4组成第二级串联电路，具有同向同名端的变压器，输出二极管D1，输出电容C1及输出负载R1；其中，所述第一级串联电路与交流输入电源两端直接并联，所述第一级串联电路与所述第二级串联电路相互并联，所述变压器原边绕组M1的异名端与所述第二级串联电路中Q3管的一端相连，所述变压器原边绕组M1的同名端与所述第二级串联电路中Q4管的一端相连，所述变压器副边绕组M2的同名端接输出负载R1负极性端，所述变压器副边绕组M2的异名端与所述输出二极管D1的正极性端相连；所述Q1、Q2、Q3、Q4管都是型号一样的单极性IGBT管，用于对输入的交流电进行整流，并在开关管Q1、Q2、Q3、Q4截止时对变压器原边绕组M1中的漏磁进行有效的磁复位。
2.根据权利要求1所述一种PFC电路，其特征在于，还包括：驱动电路、控制电路，所述驱动电路包括：两片IGBT驱动芯片对所述Q1、Q2、Q3、Q4开关管的驱动，所述控制电路包括：单片机，所述所述驱动电路部分受控制电路部分单片机控制。
3.根据权利要求2所述一种PFC电路，其特征在于，所述控制电路还包括使用DSP控制芯片的输出电压与输入端整流电流的采样模块。
4.根据权利要求1～3任一所述一种PFC电路，其特征在于，还包括：检测电路，所述检测电路包括交流输入电压的过零检测电路。
5.根据权利要求4所述一种PFC电路，其特征在于，所述检测电路为交流输入电压正半周期电压过零检测电路，所述过零检测电路采用光耦隔离检测方式。
6.根据权利要求5所述一种PFC电路，其特征在于，所述光耦隔离检测方式采用单光耦检测，检测光耦输出端与电源端之间的串联电阻两端电压。
7.根据权利要求6所述一种PFC电路，其特征在于，所述单光耦检测采用半桥过零的方式来找出电压过零点，设过零点的值为Tx，电源工作周期为T，其过零点计算公式为：
8.根据权利要求1～7任一所述一种PFC电路，其特征在于，控制电路的控制算法采用单周期控制(OCC)。
9.根据权利要求8所述一种PFC电路，其特征在于，所述单周期控制(OCC)方法为：设PFC电路电感电流ig、低频波形跟随整流后的输入电压波形Vg、输出电压为Vout、整个变换器可以等效为一个电阻Re、开关管占空比D(D≦0.5)、Rs为PFC变换器中电流检测电阻、变换器的开关周期为T，
令
构造单周期控制方程组：
ig通过对变压器原边绕组的电流采样得来。
10.根据权利要求1～9任一所述一种PFC电路，其特征在于，应用于开关电源，是一种功率大于75W的隔离型AC/DC电路。
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| CN114527316A (zh) * | 2022-04-24 | 2022-05-24 | 深圳市高斯宝电气技术有限公司 | 一种crm模式pfc的电感电流过零检测电路 |
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