CN113424426A - 双向谐振电路和汽车 - Google Patents

双向谐振电路和汽车 Download PDF

Info

Publication number
CN113424426A
CN113424426A CN202080011980.9A CN202080011980A CN113424426A CN 113424426 A CN113424426 A CN 113424426A CN 202080011980 A CN202080011980 A CN 202080011980A CN 113424426 A CN113424426 A CN 113424426A
Authority
CN
China
Prior art keywords
controllable switch
switch tube
bridge circuit
conducted
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202080011980.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113424426B (zh
Inventor
陈晓斌
张辉
宋安国
吴壬华
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Shinry Technologies Co Ltd
Original Assignee
Shenzhen Shinry Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Shinry Technologies Co Ltd filed Critical Shenzhen Shinry Technologies Co Ltd
Publication of CN113424426A publication Critical patent/CN113424426A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113424426B publication Critical patent/CN113424426B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种双向谐振电路和汽车，包括第一桥式电路、变压器、谐振电路和第二桥式电路；第一桥式电路和变压器的次级绕组连接，谐振电路的一端和变压器的初级绕组连接，谐振电路的另一端和第二桥式电路连接；双向谐振电路处于逆向工作状态的情况下，在设定周期内，第一桥式电路的可控开关管以固定占空比导通，第二桥式电路的可控开关管以可调占空比导通。不增加元件的情况下，在逆向工作状态下，控制第一桥式电路导通的基础上，通过控制连接高压电池的第二桥式电路的可控开关管导通，以增加逆向工作时的电压范围。减少了产品的元件的数量，因而产品体积缩小，相应地，降低了成本，也降低了电路自身损耗。

Description

双向谐振电路和汽车
技术领域
本申请涉及电气技术领域，尤其涉及一种双向谐振电路和汽车。
背景技术
随着新能源汽车的发展，其供电***发展也越来越成熟，其中直流-直流(directcurrent-direct current，DC-DC)转换器的应用也较为常见。随着车载电源功能需求的增加，双向DC-DC转换器应运而生。双向DC-DC转换器正向工作时，能将高压电池的电转换成低压直流电，将该高压直流电充给低压电池；双向DC-DC转换器逆向工作时，能将低压电池的电转换成高压直流电，将该低压直流电充给高压电池。
实际使用双向DC-DC转换器的过程中，有时需求的逆向工作的电压范围较高，为了达到该目的，一般会在副边电路上串联电感和电容，或者是在副边电路上串联电容。上述两种方案均可以提高逆向工作的电压范围，但是均在副边电路增加了元器件，导致产品的元件数量和体积增大，成本上升；另一方面，逆向工作时，副边电路的电流较大，增加元器件会极大的增加电流损耗。
发明内容
本申请的目的在于提供一种双向谐振电路和汽车，以解决上述问题，不在副边增加元器件的基础上，提高逆向工作的电压范围。
本申请第一方面提供一种双向谐振电路，包括第一桥式电路、变压器、谐振电路和第二桥式电路；所述第一桥式电路和所述变压器的次级绕组连接，所述谐振电路的一端和所述变压器的初级绕组连接，所述谐振电路的另一端和所述第二桥式电路连接；所述双向谐振电路处于逆向工作状态的情况下，在设定周期内，所述第一桥式电路的可控开关管以固定占空比导通，所述第二桥式电路的可控开关管以可调占空比导通；所述第一桥式电路用于将低压直流电逆变为交流电传输给所述变压器；所述变压器用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输至所述第二桥式电路；所述第二桥式电路用于将交流电整流为高压直流电。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述固定占空比为0.5，所述可调占空比范围为：0＜可调占空比≤0.5。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述第二桥式电路的可控开关管部分或者全部以可调占空比导通。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述第一桥式电路包括半桥电路，所述半桥电路包括第一可控开关管和第二可控开关管；所述第一可控开关管和所述第二可控开关管以所述固定占空比互补导通；
所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；在所述第一可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第二可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段后同步导通；所述第四可控开关管和所述第六可控开关管不导通。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述第一桥式电路包括半桥电路，所述半桥电路包括第一可控开关管和第二可控开关管；所述第一可控开关管和所述第二可控开关管以所述固定占空比互补导通；所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；在所述第一可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第二可控开关管的导通周期内，所述第四可控开关管和所述第六可控开关管延后设定时间段后同步导通。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述第一桥式电路包括第二全桥电路，所述第二全桥电路包括第七可控开关管、第八可控开关管、第九可控开关管和第十可控开关管；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管位于同一半桥，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管位于同一半桥；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管以固定占空比互补导通，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管以固定占空比互补导通；所述第七可控开关管和所述第十可控开关管同步导通，所述第八可控开关管和所述第九可控开关管同步导通；所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；在所述第七可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第八可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段后同步导通；所述第四可控开关管和所述第六可控开关管不导通。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述第一桥式电路包括第二全桥电路，所述第二全桥电路包括第七可控开关管、第八可控开关管、第九可控开关管和第十可控开关管；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管位于同一半桥，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管位于同一半桥；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管以固定占空比互补导通，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管以固定占空比互补导通；所述第七可控开关管和所述第十可控开关管同步导通，所述第八可控开关管和所述第九可控开关管同步导通；所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；在所述第七可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第八可控开关管的导通周期内，所述第四可控开关管和所述第六可控开关管延后设定时间段后同步导通。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述谐振电路包括电感和电容，所述电容的第一端和所述变压器的初级绕组的第一端连接，所述电容的第二端和第一连接节点连接；所述第一连接节点位于所述第三可控开关管和所述第四可控开关管之间；所述电感的第一端和所述变压器的初级绕组的第二端连接，所述电感的第二端和第二连接节点连接；所述第二连接节点位于第五可控开关管和第六可控开关管之间。
如上所述的双向谐振电路，其中，所述双向谐振电路所述双向谐振电路处于正向工作状态的情况下，在设定周期内，所述第二桥式电路的可控开关管以所述固定占空比导通，所述第一桥式电路的可控开关管不导通；所述第二桥式电路用于将高压直流电逆变为交流电传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输给所述变压器；所述变压器用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述第一桥式电路；所述第一桥式电路用于将交流电整流为低压直流电。
本申请第二方面提供一种汽车，包括车载供电***，所述车载供电***包括本申请第一方面任一项所述的双向谐振电路。
本申请提供的双向谐振线路，不增加元件的情况下，在逆向工作状态下，控制第一桥式电路导通的基础上，通过控制连接高压电池的第二桥式电路的可控开关管导通，以增加逆向工作时的电压范围。减少了产品的元件的数量，因而产品体积缩小，相应地，降低了成本，也降低了电路自身损耗。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍。
为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施方式中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以如这些附图获得其他的附图。
图1是本申请实施例提供的一种双向谐振电路的电路图；
图2是本申请实施例提供的一种双向谐振电路正向工作的周期信号示意图；
图3是本申请实施例提供的一种双向谐振电路逆向工作时的一种周期信号示意图；
图4是本申请实施例提供的一种双向谐振电路逆向工作时的另一种周期信号示意图；
图5是本申请实施例提供的另一种双向谐振电路的电路图；
图6是本申请实施例提供的另一种双向谐振电路正向工作的周期信号示意图；
图7是本申请实施例提供的另一种双向谐振电路逆向工作时的一种周期信号示意图；
图8是本申请实施例提供的另一种双向谐振电路逆向工作时的另一种周期信号示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本申请实施例提供的双向谐振电路，包括第一桥式电路、变压器、谐振电路和第二桥式电路；所述第一桥式电路和所述变压器的次级绕组连接，所述谐振电路的一端和所述变压器的初级绕组连接，所述谐振电路的另一端和所述第二桥式电路连接。
所述双向谐振电路处于逆向工作状态的情况下，在设定周期内，所述第一桥式电路的可控开关管以固定占空比导通，所述第二桥式电路的可控开关管以可调占空比导通。
所述第一桥式电路用于将低压直流电逆变为交流电传输给所述变压器；所述变压器用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输至所述第二桥式电路；所述第二桥式电路用于将交流电整流为高压直流电。
本申请中涉及的可控开关管可以为金属-氧化物-半导体(metal-oxid-semiconductor，MOS)场效应晶体管。
该实施例中的双向谐振电路，第一桥式电路连接低压直流电源，第二桥式电路连接高压直流电源或者需要高压供电的设备。为便于说明，以第二桥式电路连接高压直流电源为例。其中，图1中示例的低压直流电源为可充电的低压电池，图1中示例的高压直流电源为可充电的高压电池。
本实施例中，不增加元件的情况下，在逆向工作状态下，控制第一桥式电路导通的基础上，通过控制连接高压电池的第二桥式电路的可控开关管导通，在第二桥式电路的可控开关管导通的情况下，第二桥式电路形成短路回路，此时第二桥式电路具有大电流，在第二桥式电路的可控开关管切换为未导通状态的情况下，上述大电流可以提供给需要高压供电的设备，从而增加逆向工作时的电压范围。减少了产品的元件的数量，因而产品体积缩小，相应地，降低了成本，也降低了电路自身损耗。
进一步地，该实施例中的固定占空比可以为0.5，所述可调占空比范围为：0＜可调占空比≤0.5。将可调占空比设为0至0.5之间，可以实现多种不同的逆向工作的电压范围，并且，可调占空比越大，逆向工作的电压范围越宽，其适用性更强。
可以理解的是，上述谐振电路包括电感和电容，双向谐振电路的设定周期根据该电感和电容确定。具体地，双向谐振电路的设定周期根据以下公式进行计算：
Figure BDA0003189210290000071
其中Ts为设定周期，L1为所述电感的电感量，C1为所述电容的电容量。
以下对本实施例中的双向谐振电路的构成进行说明，本实施例中，双向谐振电路的构成有两种具体实施方式，其中一种为第一桥式电路为半桥电路(如图1)，第二桥式电路为全桥电路；另一种为第一桥式电路和第二桥式电路均为全桥电路(如图5)，以下详述：
第一种实施方式
请参考图1，该实施方式中，双向谐振电路包括有低压电池、第一桥式电路、变压器T、谐振电路、第二桥式电路和高压电池。其中第一桥式电路为半桥电路，第二桥式电路为第一全桥电路。
具体地，所述半桥电路包括第一可控开关管S1和第二可控开关管S2。变压器T包括初级绕组和次级绕组。谐振电路包括电容C和电感L。所述第一全桥电路包括第三可控开关管S3、第四可控开关管S4、第五可控开关管S5和第六可控开关管S6；所述第三可控开关管S3和所述第四可控开关管S4位于同一半桥，所述第五可控开关管S5和所述第六可控开关管S6位于同一半桥。
第一可控开关管S1的一端和低压电池的负极连接，第一可控开关管S1的另一端和初级绕组的一端连接；初级绕组的另一端和第二可控开关管S2的一端连接，第二可控开关管S2的另一端和低压电池的负极连接；初级绕组的中部和低压电池的正极连接。
电容C的一端和初级绕组的一端连接，初级绕组的另一端和电感L的一端连接。电容C的另一端和第一连接节点连接，电感L的另一端和第二连接节点连接。其中第一连接节点设于第三可控开关管S3和第四可控开关管S4之间，第二连接节点设于第五可控开关管S5和第六可控开关管S6之间。第三可控开关管S3和第四可控开关管S4形成一个半桥，该半桥中，第三可控开关管S3和高压电池的正极连接，第四可控开关管S4和高压电池的负极连接。第五可控开关管S5和第六可控开关管S6形成一个半桥，该半桥中，第五可控开关管S5和高压电池的正极连接，第六可控开关管S6和高压电池的负极连接。
以下说明第一种实施方式的双向谐振电路，正向工作时的控制方法：
正向工作时，所述第二桥式电路用于将高压电池提供的高压直流电，逆变为交流电传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输给所述变压器T；所述变压器T用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述第一桥式电路；所述第一桥式电路用于将交流电整流为低压直流电。
正向工作的情况下，所述第一桥式电路的可控开关管不导通，所述第二桥式电路的可控开关管按照固定占空比导通。请参考图2，具体地，第一桥式电路中，第一可控开关管S1和第二可控开关管S2不导通。第三可控开关管S3和第四可控开关S4以0.5的占空比互补导通，第五可控开关管S5和第六可控开关管S6以0.5的占空比互补导通；第三可控开关管S3和第六可控开关S6同步导通，第四可控开关管S4和第五可控开关管S5同步导通。
采用上述控制方法，则可以实现将高压电池的高压直流电，转换成低压直流电供给低压电池，达到给低压电池充电的效果，从而使得低压电池可以给其他设备提供低压直流电，确保其他设备正常工作。
除正向工作之外，双向谐振电路还可以逆向工作，以下先说明逆向工作的工作流程：所述第一桥式电路用于将低压直流电逆变为交流电传输给所述变压器T；所述变压器T用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输至所述第二桥式电路；所述第二桥式电路用于将交流电整流为高压直流电。
以下说明逆向工作时的两种控制方法：
第一种：
在设定周期Ts内，所述第一桥式电路的可控开关管以0.5的固定占空比导通，所述第二桥式电路的可控开关管以可调占空比导通。
请参考图3，具体地，第一桥式电路中，第一可控开关管S1和第二可控开关管S2按照0.5的固定占空比互补导通。也即，一个设定周期TS内，第一可控开关管S1先导通第一设定周期T1为Ts/2，其余Ts/2截止；第二可控开关管S2先截止Ts/2，然后再导通第一设定周期T1。
第二桥式电路中，一个设定周期Ts内，所述第一可控开关管S1处于导通周期T1内的情况下，所述第三可控开关管S3和所述第五可控开关管S5延后设定时间段T3后同步导通；所述第二可控开关管S2处于导通周期T1内的情况下，所述第三可控开关管S3和所述第五可控开关管S5延后设定时间段T3后同步导通；所述第四可控开关管S4和所述第六可控开关管S6不导通。同步导通指的是：开始导通的时间点、导通持续的时长以及结束导通的时间点均相同。
具体地，参考图3，在一个设定周期内：第一可控开关管S1先导通Ts/2时长后，其余Ts/2时长截止；第二可控开关管S2先截止Ts/2时长后，其余Ts/2时长导通。在第一可控开关管S1的导通周期T1内，第一可控开关管S1开始导通后，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5延后T3时长开始导通；第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通第二设定周期T2后，截止T3时长。在第二可控开关管S2的导通周期T1内，第二可控开关管S2开始导通后，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5延后T3时长开始导通，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通第二设定周期T2后，截止T3时长。在整个过程中，第四可控开关管S4和第六可控开关管S6不导通。
其中2*T3+T2＝Ts/2；T3＝(0.5-D)*Ts/2，T2＝D*Ts。其中D为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的占空比，该占空比的范围为：0＜D≤0.5。T3为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通延后时长，T2为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通时长。
也即，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5，在第一可控开关管S1导通开始延后T3时长再开始导通，以及在第二可控开关管S2导通开始延后T3时长再开始导通。
采用该第一种控制方法，针对第一桥式电路为半桥电路的情况，未增加元件，通过控制第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通，增加了逆向工作时的电压范围，从而提供给高压电池较宽的电压范围。另外，如果第三可控开关管S3或第五可控开关管S5中任何一个发生故障，那么可以控制第四可控开关管S4和第六可控开关管S6，分别按照第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通方式进行导通，确保电路可以继续正常使用。尤其是电路应用至汽车等设备上时，使用第四可控开关管S4和第六可控开关管S6作为备用可控开关管，可以避免危险的发生。
第二种：
请参考图4，具体地，第一桥式电路中，第一可控开关管S1和第二可控开关管S2按照0.5的占空比互补导通。也即，一个设定周期TS内，第一可控开关管S1先导通第一设定周期T1为Ts/2，其余Ts/2截止；第二可控开关管S2先截止Ts/2，然后再导通第一设定周期T1。
第二桥式电路中，在所述第一可控开关管S1的导通周期T1内，所述第三可控开关管S3和所述第五可控开关管S5延后设定时间段T3开始导通；在所述第二可控开关管S2的导通周期内，所述第四可控开关管S4和所述第六可控开关管S6延后设定时间段T3后同步导通。
具体地，参考图4，在一个设定周期内：第一可控开关管S1先导通Ts/2时长后，其余Ts/2时长截止；第二可控开关管S2先截止Ts/2时长后，其余Ts/2时长导通。在第一可控开关管S1的导通周期T1内，第一可控开关管S1开始导通后，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5延后T3时长开始导通；第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通第二设定周期T2后，截止T3时长。在第二可控开关管S2的导通周期T1内，第二可控开关管S2开始导通后，第四可控开关管S4和第六可控开关管S6延后T3时长开始导通，第四可控开关管S4和第六可控开关管S6导通第二设定周期T2后，截止T3时长。
其中2*T3+T2＝Ts/2；T3＝(0.5-D)*Ts/2，T2＝D*Ts。其中D为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的占空比，该占空比的范围为：0＜D≤0.5。T3为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通延后时长，T2为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通时长。另外，D也为第四可控开关管S4和第六可控开关管S6的占空比，该占空比的范围为：0＜D≤0.5；T3也为第四可控开关管S4和第六可控开关管S6的导通延后时长，T2也为第四可控开关管S4和第六可控开关管S6的导通时长。
也即，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5，需要在第一可控开关管S1导通开始延后T3时长，再开始导通。第四可控开关管S4和第六可控开关管S6，需要在第二可控开关管S2导通开始延后T3时长，再开始导通。
采用该第二种控制方法，未增加元件，通过控制第三可控开关管S3、第四可控开关管S4、第五可控开关管S5和第六可控开关管S6导通，可以增加逆向工作时的电压范围，从而提供给高压电池较宽的电压范围。并且，第二种控制方法中，第三至第六可控开关管S6均导通，因此四个可控开关管的使用情况比较均衡，因而其四个可控开关管的使用寿命比较接近，避免部分可控开关管导通，部分可控开关管不导通，导致的寿命不等，影响电路的整体寿命。
第二种实施方式
请参考图5，该实施方式中，双向谐振电路包括有低压电池、第一桥式电路、变压器T、谐振电路、第二桥式电路和高压电池。其中第一桥式电路为第二全桥电路，第二桥式电路为第一全桥电路。图5中的第二桥式电路和第一种实施方式中的第二桥式电路相同，区别在于第一桥式电路。
具体地，所述第二全桥电路包括第七可控开关管S7、第八可控开关管S8、第九可控开关管S9和第十可控开关管S10。变压器T包括初级绕组和次级绕组。谐振电路包括电容C和电感L。所述第一全桥电路包括第三可控开关管S3、第四可控开关管S4、第五可控开关管S5和第六可控开关管S6；所述第七可控开关管S7和所述第八可控开关管S8位于同一半桥，该半桥中，第七可控开关管S7和低压电池的正极连接，第八可控开关管S8和低压电池的负极连接。所述第九可控开关管S9和所述第十可控开关管S10位于同一半桥，该半桥中，第九可控开关管S9和低压电池的正极连接，第十可控开关管S10和低压电池的负极连接。初级绕组的一端和第三连接节点连接，初级绕组的另一端和第四连接节点连接；第三连接节点位于第七可控开关管S7和第八可控开关管S8之间，第四连接节点位于第九可控开关管S9和第十可控开关管S10之间。
谐振电路包括电容C和电感L，电容C的一端和初级绕组的一端连接，初级绕组的另一端和电感L的一端连接。电容C的另一端和第一连接节点连接，电感L的另一端和第二连接节点连接。其中第一连接节点设于第三可控开关管S3和第四可控开关管S4之间，第二连接节点设于第五可控开关管S5和第六可控开关管S6之间。第三可控开关管S3和第四可控开关管S4形成一个半桥，该半桥中，第三可控开关管S3和高压电池的正极连接，第四可控开关管S4和高压电池的负极连接。第五可控开关管S5和第六可控开关管S6形成一个半桥，该半桥中，第五可控开关管S5和高压电池的正极连接，第六可控开关管S6和高压电池的负极连接的。
以下说明第一种实施方式的双向谐振电路，正向工作时的控制方法：
正向工作时，所述第二桥式电路用于将高压电池提供的高压直流电，逆变为交流电传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输给所述变压器T；所述变压器T用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述第一桥式电路；所述第一桥式电路用于将交流电整流为低压直流电。
正向工作的情况下，在设定周期Ts内，所述第一桥式电路的可控开关管不导通，所述第二桥式电路的可控开关管按照固定占空比导通。请参考图6，具体地，第一桥式电路中，第七可控开关管S7至第十可控开关管S10不导通。第三可控开关管S3和第四可控开关S4以0.5的占空比互补导通，第五可控开关管S5和第六可控开关管S6以0.5的占空比互补导通；第三可控开关管S3和第六可控开关S6同步导通，第四可控开关管S4和第五可控开关S5管同步导通。
采用上述控制方法，则可以实现将高压电池的高压直流电，转换成低压直流电供给低压电池，达到给低压电池充电的效果，从而使得低压电池可以给其他设备提供低压直流电，确保其他设备正常工作。
除正向工作之外，双向谐振电路还可以逆向工作，以下先说明逆向工作的工作流程：所述第一桥式电路用于将低压直流电逆变为交流电传输给所述变压器T；所述变压器T用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输至所述第二桥式电路；所述第二桥式电路用于将交流电整流为高压直流电。
以下说明逆向工作时的两种控制方法：
第一种：
在设定周期Ts内，所述第一桥式电路的可控开关管以0.5的固定占空比导通，所述第二桥式电路的可控开关管以可调占空比导通。
请参考图7，具体地，第一桥式电路中，第七可控开关管S7和第八可控开关管按照0.5的固定占空比互补导通；第九可控开关管S9和第十可控开关管S10按照0.5的固定占空比互补导通。第七可控开关管S7和第十可控开关管S10同步导通，第八可控开关管S8和第九可控开关管S9同步导通。
以下，对第二桥式电路中的可控开关管进行说明时，以第七可控开关管S7和第八可控开关管为参考进行说明。
一个设定周期内，在所述第七可控开关管的处于导通周期内的情况下，第二桥式电路中，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第八可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段后同步导通；所述第四可控开关管和所述第六可控开关管不导通。
具体地，参考图7，在一个设定周期内：第七可控开关管S7先导通Ts/2时长后，其余Ts/2时长截止；第八可控开关管先截止Ts/2时长后，其余Ts/2时长导通。在第七可控开关管S7的导通周期内，第七可控开关管S7开始导通后，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5延后T3时长开始导通；第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通第二设定周期T2后，再截止T3时长。在第八可控开关管的导通周期内，第八可控开关管开始导通后，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5延后T3时长开始导通，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通第二设定周期T2后，再截止T3时长。在整个过程中，第四可控开关管S4和第六可控开关管S6不导通。
其中2*T3+T2＝Ts/2；T3＝(0.5-D)*Ts/2，T2＝D*Ts。其中D为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的占空比，该占空比的范围为：0＜D≤0.5。T3为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通延后时长，T2为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通时长。
也即，在一个设定周期内，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通两次，在第七可控开关管S7导通开始延后T3时长导通一次，以及在第八可控开关管导通开始延后T3时长导通一次。
采用该第一种控制方法，针对第一桥式电路为全桥电路的情况，未增加元件，通过控制第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通，增加了逆向工作时的电压范围，从而提供给高压电池较宽的电压范围。并且在第三可控开关管S3或第五可控开关管S5故障的情况下，可以使用第四可控开关管S4和第六可控开关管S6。从而避免电路使用过程中故障，造成危险。
第二种：
请参考图8，具体地，第一桥式电路中，第七可控开关管S7和第八可控开关管按照0.5的占空比互补导通；第九可控开关管和第十可控开关管按照0.5的占空互补导通。第七可控开关管S7和第十可控开关管同步导通，第八可控开关管S8和第九可控开关管同步导通。
以下，对第二桥式电路中的可控开关管进行说明时，以第七可控开关管S7和第八可控开关管S8为参考进行说明。
第二桥式电路中，在所述第七可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第八可控开关管的导通周期内，所述第四可控开关管和所述第六可控开关管延后设定时间段后同步导通。
具体地，参考图8，在一个设定周期内：第七可控开关管S7先导通Ts/2时长后，其余Ts/2时长截止；第八可控开关管先截止Ts/2时长后，其余Ts/2时长导通。在第七可控开关管S7的导通周期内，第七可控开关管S7开始导通后，第三可控开关管S3和第五可控开关管S5延后T3时长开始导通；第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通第二设定周期T2后，再截止T3时长。在第八可控开关管S8的导通周期内，第八可控开关管S8开始导通后，第四可控开关管S4和第六可控开关管S6延后T3时长开始导通，第四可控开关管S4和第六可控开关管S6导通第二设定周期T2后，再截止T3时长。
其中2*T3+T2＝Ts/2；T3＝(0.5-D)*Ts/2，T2＝D*Ts。其中D为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的占空比，该占空比的范围为：0＜D≤0.5。T3为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通延后时长，T2为第三可控开关管S3和第五可控开关管S5的导通时长。D还为第四可控开关管S4和第六可控开关管S6的占空比，该占空比的范围为：0＜D≤0.5；T3还为第四可控开关管S4和第六可控开关管S6的导通延后时长，T2还为第四可控开关管S4和第六可控开关管S6的导通时长。
也即，在一个设定周期内：第三可控开关管S3和第五可控开关管S5导通一次，且需要在第七可控开关管S7导通开始延后T3时长，再开始导通。第四可控开关管S4和第六可控开关管S6导通一次，且需要在第十可控开关管S10导通开始延后T3时长，再开始导通。
采用该第二种控制方法，未增加元件，通过控制第三可控开关管S3、第四可控开关管S4、第五可控开关管S5和第六可控开关管S6导通，可以增加逆向工作时的电压范围，从而提供给高压电池较宽的电压范围。并且，第二种控制方法中，第三至第六可控开关管S6均导通，因此四个可控开关管的使用情况比较均衡，因而其四个可控开关管的使用寿命比较接近，避免部分可控开关管导通，部分可控开关管不导通，导致的寿命不等，影响电路的整体寿命。
由上可见，本申请实施例提供双向谐振电路，其连接低压电池的第一桥式电路，无论为半桥电路或全桥电路，均可以在不增加其余元件的前提下，通过控制连接高压电池的第二桥式电路的可控开关管导通，以增加逆向工作时的电压范围。减少了产品的元件的数量，因而产品体积缩小，相应地，降低了成本，也降低了电路自身损耗。
并且，第二桥式电路的可控开关管可以全部导通，也可以仅仅是其中部分导通。因而使用范围也较广。
有上述第一实施例和第二实施例中的各自的两种逆向工作控制方法可知，第二桥式电路的可控开关管可以为部分可控开关管导通，也可以为全部可控开关管导通。采用部分可控开关管导通的控制方法时，可以将其余可控开关管作为备用部件，以避免发生危险。采用全部可控开关管导通的方式，可以使得所有可控开关管的寿命均衡，以利于延长产品的寿命。
可以理解的是，上述实施例中，所述谐振电路包括电感L和电容C，所述电容C的第一端和所述变压器T的初级绕组的第一端连接，所述电容C的第二端和第一连接节点连接；所述第一连接节点位于所述第三可控开关管S3和所述第四可控开关管S4之间。所述电感L的第一端和所述变压器T的初级绕组的第二端连接，所述电感L的第二端和第二连接节点连接；所述第二连接节点位于第五可控开关管S5和第六可控开关管S6之间。采用该种谐振电路，元器件较少，结构比较简单，成本较低，有利于降低整个产品的成本，也可以降低电路自身的损耗。
进一步地，本申请实施例还提供一种汽车，包括车载供电***，所述车载供电***包括本申请任意实施例所述的双向谐振电路。
以上对本申请实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本申请的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上，本说明书内容不应理解为对本申请的限制。

Claims (10)

1.一种双向谐振电路，其特征在于，包括第一桥式电路、变压器、谐振电路和第二桥式电路；所述第一桥式电路和所述变压器的次级绕组连接，所述谐振电路的一端和所述变压器的初级绕组连接，所述谐振电路的另一端和所述第二桥式电路连接；
所述双向谐振电路处于逆向工作状态的情况下，在设定周期内，所述第一桥式电路的可控开关管以固定占空比导通，所述第二桥式电路的可控开关管以可调占空比导通；
所述第一桥式电路用于将低压直流电逆变为交流电传输给所述变压器；所述变压器用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输至所述第二桥式电路；所述第二桥式电路用于将交流电整流为高压直流电。
2.根据权利要求1所述的双向谐振电路，其特征在于，所述固定占空比为0.5，所述可调占空比范围为：0＜可调占空比≤0.5。
3.根据权利要求1所述的双向谐振电路，其特征在于，所述第二桥式电路的可控开关管部分或者全部以可调占空比导通。
4.根据权利要求1所述的双向谐振电路，其特征在于，所述第一桥式电路包括半桥电路，所述半桥电路包括第一可控开关管和第二可控开关管；所述第一可控开关管和所述第二可控开关管以所述固定占空比互补导通；
所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；
在所述第一可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第二可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段后同步导通；所述第四可控开关管和所述第六可控开关管不导通。
5.根据权利要求1所述的双向谐振电路，其特征在于，所述第一桥式电路包括半桥电路，所述半桥电路包括第一可控开关管和第二可控开关管；所述第一可控开关管和所述第二可控开关管以所述固定占空比互补导通；
所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；
在所述第一可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第二可控开关管的导通周期内，所述第四可控开关管和所述第六可控开关管延后设定时间段后同步导通。
6.根据权利要求1所述的双向谐振电路，其特征在于，所述第一桥式电路包括第二全桥电路，所述第二全桥电路包括第七可控开关管、第八可控开关管、第九可控开关管和第十可控开关管；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管位于同一半桥，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管位于同一半桥；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管以固定占空比互补导通，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管以固定占空比互补导通；所述第七可控开关管和所述第十可控开关管同步导通，所述第八可控开关管和所述第九可控开关管同步导通；
所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；
在所述第七可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第八可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段后同步导通；所述第四可控开关管和所述第六可控开关管不导通。
7.根据权利要求1所述的双向谐振电路，其特征在于，所述第一桥式电路包括第二全桥电路，所述第二全桥电路包括第七可控开关管、第八可控开关管、第九可控开关管和第十可控开关管；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管位于同一半桥，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管位于同一半桥；所述第七可控开关管和所述第八可控开关管以固定占空比互补导通，所述第九可控开关管和所述第十可控开关管以固定占空比互补导通；所述第七可控开关管和所述第十可控开关管同步导通，所述第八可控开关管和所述第九可控开关管同步导通；
所述第二桥式电路包括第一全桥电路，所述第一全桥电路包括第三可控开关管、第四可控开关管、第五可控开关管和第六可控开关管；所述第三可控开关管和所述第四可控开关管位于同一半桥，所述第五可控开关管和所述第六可控开关管位于同一半桥；
在所述第七可控开关管的导通周期内，所述第三可控开关管和所述第五可控开关管延后设定时间段开始导通；在所述第八可控开关管的导通周期内，所述第四可控开关管和所述第六可控开关管延后设定时间段后同步导通。
8.根据权利要求4至7中任一项所述的双向谐振电路，其特征在于，所述谐振电路包括电感和电容，所述电容的第一端和所述变压器的初级绕组的第一端连接，所述电容的第二端和第一连接节点连接；所述第一连接节点位于所述第三可控开关管和所述第四可控开关管之间；
所述电感的第一端和所述变压器的初级绕组的第二端连接，所述电感的第二端和第二连接节点连接；所述第二连接节点位于第五可控开关管和第六可控开关管之间。
9.根据权利要求1所述的双向谐振电路，其特征在于，所述双向谐振电路处于正向工作状态的情况下，在设定周期内，所述第二桥式电路的可控开关管以所述固定占空比导通，所述第一桥式电路的可控开关管不导通；
所述第二桥式电路用于将高压直流电逆变为交流电传输给所述谐振电路；所述谐振电路用于对交流电进行谐振，将谐振后的交流电传输给所述变压器；所述变压器用于将交流电以交变磁场的形式传输给所述第一桥式电路；所述第一桥式电路用于将交流电整流为低压直流电。
10.一种汽车，包括车载供电***，其特征在于，所述车载供电***包括权利要求1-9任一项所述的双向谐振电路。
CN202080011980.9A 2020-10-14 2020-10-14 双向谐振电路和汽车 Active CN113424426B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2020/120880 WO2022077262A1 (zh) 2020-10-14 2020-10-14 双向谐振电路和汽车

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113424426A true CN113424426A (zh) 2021-09-21
CN113424426B CN113424426B (zh) 2023-02-10

Family

ID=77712087

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202080011980.9A Active CN113424426B (zh) 2020-10-14 2020-10-14 双向谐振电路和汽车

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN113424426B (zh)
WO (1) WO2022077262A1 (zh)

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090097280A1 (en) * 2007-10-16 2009-04-16 Delta Electronics, Inc. Resonant converter system having synchronous control circuit and controlling method thereof
CN101685980A (zh) * 2008-09-27 2010-03-31 力博特公司 一种用于ups的基于llc的全桥零电压开关升压谐振变换器
US20130127358A1 (en) * 2011-11-17 2013-05-23 Gang Yao Led power source with over-voltage protection
CN106026645A (zh) * 2016-07-20 2016-10-12 南京航空航天大学 一种双向谐振变换器及其控制方法
CN106208710A (zh) * 2016-07-15 2016-12-07 江苏固德威电源科技股份有限公司 一种双向dc‑dc转换器及控制方法
CN109412420A (zh) * 2018-11-08 2019-03-01 江苏固德威电源科技股份有限公司 双向隔离dc/dc电路及其采用的控制方法
EP3512072A1 (en) * 2018-01-15 2019-07-17 Prodrive Technologies B.V. Contactless electrical energy transfer system and operating method thereof
CN111200309A (zh) * 2020-01-13 2020-05-26 深圳市高斯宝电气技术有限公司 一种双向直流充电机电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9584029B2 (en) * 2014-06-02 2017-02-28 Utah State University Multi-mode control for a DC-to-DC converter
CN107612337A (zh) * 2017-08-10 2018-01-19 上海交通大学 一种llc谐振变换器及其抑制循环能量的调制方法
CN109217681B (zh) * 2018-11-26 2021-01-26 燕山大学 一种双向谐振变换器

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090097280A1 (en) * 2007-10-16 2009-04-16 Delta Electronics, Inc. Resonant converter system having synchronous control circuit and controlling method thereof
CN101685980A (zh) * 2008-09-27 2010-03-31 力博特公司 一种用于ups的基于llc的全桥零电压开关升压谐振变换器
US20130127358A1 (en) * 2011-11-17 2013-05-23 Gang Yao Led power source with over-voltage protection
CN106208710A (zh) * 2016-07-15 2016-12-07 江苏固德威电源科技股份有限公司 一种双向dc‑dc转换器及控制方法
CN106026645A (zh) * 2016-07-20 2016-10-12 南京航空航天大学 一种双向谐振变换器及其控制方法
EP3512072A1 (en) * 2018-01-15 2019-07-17 Prodrive Technologies B.V. Contactless electrical energy transfer system and operating method thereof
CN109412420A (zh) * 2018-11-08 2019-03-01 江苏固德威电源科技股份有限公司 双向隔离dc/dc电路及其采用的控制方法
CN111200309A (zh) * 2020-01-13 2020-05-26 深圳市高斯宝电气技术有限公司 一种双向直流充电机电路

Also Published As

Publication number Publication date
WO2022077262A1 (zh) 2022-04-21
CN113424426B (zh) 2023-02-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101628133B1 (ko) 펄스폭 변조 공진 컨버터 및 이를 이용한 차량용 충전기
CN109728624A (zh) 车载充放电***
JP5807649B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
CN110774909A (zh) 一种obc电路、obc充电器、新能源汽车及充电桩
CN104811047A (zh) 双向dc/dc变换器及其控制方法
JP2014096944A (ja) 電力変換装置及び電力変換装置の故障検出方法
JP6742145B2 (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ、これを用いた電源システム及び当該電源システムを用いた自動車
EP3255771B1 (en) Bidirectional dc-dc convertor
CN112572193B (zh) 车载充电***及具有其的车辆
CN109921623B (zh) 一种电源电路及其预充电电路
CN212463070U (zh) Dcdc变换器、车载充电装置、***及交通工具
JP2014171313A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN112187056A (zh) 电力供给***和直流-直流转换机
CN113424426B (zh) 双向谐振电路和汽车
CN116674402A (zh) 一种车载充电机及其预充电方法
CN112583061B (zh) 车载充电***及具有其的车辆
CN112572189B (zh) 车载充放电***及具有其的车辆
CN113895381A (zh) 车辆供电电路、设备及汽车
US11569754B2 (en) Single-phase and three-phase compatible AC-DC conversion circuit and method of controlling charge and discharge thereof
CN215751975U (zh) 车载充电***和车辆
WO2024089865A1 (ja) 電力変換装置、充電装置および制御方法
CN221162245U (zh) 一种车载供电电路及车辆
US11936297B2 (en) DC-DC converter including first and second coils magnetically coupled such that current flows through second coil in forward direction of diode by mutual induction as current flowing through first coil from intermediate terminal to output terminal increases and vehicle
CN112583090B (zh) 车载充电***及具有其的车辆
CN112572195B (zh) 车载充电***及具有其的车辆

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant