CN113346770B - 一种三电平npc变换器的滑模控制方法 - Google Patents

一种三电平npc变换器的滑模控制方法 Download PDF

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Abstract

一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，属于电力电子控制技术领域，解决了三电平NPC变换器采用现有基于观测器的滑模控制存在抖振大，对测量噪声十分敏感的问题。本发明采用直流电压调节环，获取当前采样点时刻负载的有功功率参考值p*；采用瞬时功率跟踪环，获取三电平NPC变换器平均占空比号δαβ；采用电压平衡环，获得平衡占空比δba；对平衡占空比δba和电平NPC变换器平均占空比δ′abc相加后，通过脉冲宽度调制器，获得三电平NPC变换器开关管控制信号，实现对三电平NPC变换器控制。本发明适用于三电平NPC变换器的控制。

Description

一种三电平NPC变换器的滑模控制方法
技术领域
本发明属于电力电子控制技术领域，具体涉及一种三电平NPC变换器的滑模控制方法。
背景技术
在过去的几十年中，，许多种多电平功率变换器拓扑被提出以满足中高压应用的需求。三电平中性点钳位(NPC)功率变换器作为一种高性能和低损耗的多电平功率变换器，于1979年被首次提出。与传统的两电平变换器相比，NPC功率变换器具有更高的电压等级和更好的输出电压波形等优势。目前它已经成熟的应用于有源前端或变速驱动等几种中高压工业应用中。例如，直流微电网(MG)，光伏发电，风力涡轮机，电机驱动和能量存储***等。
目前，这些应用中的NPC变换器使用的控制方法有许多，包括传统的PI控制和近期提出的基于观测器的滑模控制等。虽然它们都可以实现基本的控制目标，但是仍然存在一些缺点，可以总结为：
(1)使用PI控制，虽然可以保证NPC的正常运行，但是它的动态和稳态性能却无法保证；此外，当出现外部干扰时，例如加载的情况，PI控制器无法迅速的抑制扰动，导致直流母线电压出现较大的过冲，对整个***造成破坏，抗干扰性较差。
(2)使用基于观测器的滑模控制，虽然可以提升动态性能，但是会产生较大的抖振现象，对***造成不良的影响。此外，扰动观测器虽然可以提升***的抗干扰能力，但是它对测量噪声十分敏感，从而限制了它的性能。
因此，综上采用传统的PI控制算法对三电平NPC变换器进行控制的方法，存在抗干扰性能较差，***稳态性能及动态响应性能差的缺点。而采用基于观测器的滑模控制，存在抖振大，对测量噪声十分敏感的问题。因此，以上问题亟需解决。
发明内容
本发明目的是为了解决三电平NPC变换器采用现有基于观测器的滑模控制存在抖振大，对测量噪声十分敏感的问题，提供了一种三电平NPC变换器的滑模控制方法。
本发明所述一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，该方法为:
采用直流电压调节环，利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure BDA0003126557740000011
通过自适应滑模控制器，获取当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*；
采用瞬时功率跟踪环，利用当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，通过二阶滑模控制器，获取三电平NPC变换器平均占空比号δαβ；
对三电平NPC变换器平均占空比δαβ进行αβ/abc坐标变换，获得abc坐标系下的三电平NPC变换器平均占空比δa'bc；
采用电压平衡环，对直流侧不平衡电压实际值edc与直流侧不平衡电压参考值
Figure BDA0003126557740000021
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba；
对平衡占空比δba和电平NPC变换器平均占空比δa'bc相加后，通过脉冲宽度调制器，获得三电平NPC变换器开关管控制信号，实现对三电平NPC变换器控制。
进一步地，本发明中，采用直流电压调节环，利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure BDA0003126557740000022
通过自适应滑模控制器ASMC和非线性高增益观测器NHGO，获取当前采样点时刻负载的有功功率参考值p*的具体方法为：
步骤A1、利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure BDA0003126557740000023
计算直流电压调节环跟踪误差sv；其中，
Figure BDA0003126557740000024
步骤A2、通过自适应滑模控制器ASMC，对直流电压调节环跟踪误差sv进行纠正，并输出纠偏后的跟踪误差
Figure BDA0003126557740000025
步骤A3、采用非线性高增益观测器NHGO对步骤A1中的x1和上一采样点时刻有功功率参考值p*对直流负载的有功功率x2进行观测，获得直流侧负载功率的估计值
Figure BDA0003126557740000026
步骤A4、对所述纠偏后的跟踪误差
Figure BDA0003126557740000027
和直流侧负载功率的估计值
Figure BDA0003126557740000028
相加，获得当前采样点时刻有功功率参考值p*。
进一步地，本发明中，步骤A2中，自适应滑模控制器ASMC的动态方程为：
Figure BDA0003126557740000029
其中，Kv为自适应滑模控制器ASMC的增益，为一个时变量，自适应滑模控制器的自适应率
Figure BDA00031265577400000210
为：
Figure BDA00031265577400000211
其中，Kl是自适应滑模控制器ASMC的增益变化率，Km是自适应滑模控制器ASMC的增益判定参数，ba是自适应滑模控制器ASMC的增益梯度判定参数。
进一步地，本发明中，步骤A3中，非线性高增益观测器NHGO的动态方程为：
Figure BDA0003126557740000031
Figure BDA0003126557740000032
其中，C是直流侧电容的电容值，
Figure BDA0003126557740000033
是变量x1的估计值，
Figure BDA0003126557740000034
是变量x1的导数的估计值，
Figure BDA0003126557740000035
是直流负载的有功功率x2的导数的估计值，α1是非线性高增益观测器NHGO的前级增益参数，α2是非线性高增益观测器NHGO的后级增益参数，ε1和ε2是非线性高增益观测器NHGO的两个增益参数，且ε2大于ε1,bs是非线性高增益观测器NHGO的增益判定参数，sat(·)为饱和函数。
进一步地，本发明中，采用瞬时功率跟踪环，利用当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，通过二阶滑模控制器，获取三电平NPC变换器平均占空比δαβ的具体方法为：
步骤B1、将当前采样点时刻有功功率参考值p*和有功功率实际值p比较，获得有功功率跟踪误差sp，同时，将当前采样点时刻无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*相比较，获得无功功率跟踪误差sq；
步骤B2、通过二阶滑模控制器SOSM对有功功率跟踪误差sp和无功功率跟踪误差sq进行纠正，获得纠偏后的有功功率跟踪误差
Figure BDA0003126557740000036
和纠偏后的无功功率跟踪误差
Figure BDA0003126557740000037
步骤B3、根据有功功率跟踪误差sp、无功功率跟踪误差sq、上一采样点时刻有功功率纠正量up和上一采样点时刻无功功率纠正量uq，利用高增益观测器NHGO对由***不确定参数而引起的内部扰动lp和lq进行观测，获得内部扰动的估计值
Figure BDA0003126557740000038
和
Figure BDA0003126557740000039
其中，有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq的初始值为0；
步骤B4、根据纠偏后的跟踪误差
Figure BDA00031265577400000310
和
Figure BDA00031265577400000311
与内部扰动的估计值
Figure BDA00031265577400000312
和
Figure BDA00031265577400000313
更新当前采样点时刻有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq；
步骤B5、对有功功率实际值p和无功功率实际值q求导，分别获得有功功率导数
Figure BDA00031265577400000314
和无功功率导数
Figure BDA00031265577400000315
令
Figure BDA00031265577400000316
获得等效点的平均占空比
Figure BDA00031265577400000317
步骤B6、根据有功功率纠正量up、无功功率纠正量uq和等效点的平均占空比
Figure BDA00031265577400000318
获得平均占空比δαβ。
进一步地，本发明中，步骤B2中，二阶滑模控制器SOSM的动态方程为：
Figure BDA0003126557740000041
其中，ki1和ki2是二阶滑模控制器SOSM的增益,t为时间。
进一步地，本发明中，步骤B3中，获得内部扰动的估计值
Figure BDA0003126557740000042
和
Figure BDA0003126557740000043
通过公式：
Figure BDA0003126557740000044
Figure BDA0003126557740000045
和
Figure BDA0003126557740000046
Figure BDA0003126557740000047
计算实现，其中，
Figure BDA0003126557740000048
其中，vα和vβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压的α分量和β分量，L为交流侧线电感，α3是有功功率环路高增益观测器的前级增益参数，α4是有功功率环路高增益观测器的后级增益参数，α5是无功功率环路高增益观测器的前级增益参数，α6是无功功率环路高增益观测器的后级增益参数，εp是有功功率环路高增益观测器的增益，εq是无功功率环路高增益观测器的增益。
进一步地，本发明中，步骤B4中，当前采样点时刻有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq为：
Figure BDA0003126557740000049
其中，
Figure BDA00031265577400000410
进一步地，本发明中，步骤B5中，等效点的平均占空比
Figure BDA00031265577400000411
为：
Figure BDA00031265577400000412
其中，vαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；J为矩阵，且
Figure BDA00031265577400000413
ω为电网电压的角频率；L为交流侧线电感。
进一步地，本发明中，采用电压平衡环，对直流侧不平衡电压实际值edc与直流侧不平衡电压参考值
Figure BDA0003126557740000051
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba为:
Figure BDA0003126557740000052
其中，kpb为PI控制器的比例环节增益；kib为PI控制器的积分环节增益；t为时间。
本发明方法提高了三相NPC变换器的动态和稳态性能以及抗干扰能力。本发明所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，该控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现。通过直流电压调节环对直流侧电压实际值vdc进行控制，使直流侧电容器电压总和vdc调节到对应的期望值
Figure BDA0003126557740000053
通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行控制，使有功功率p和无功功率q准确的跟踪各自的参考值p*和q*、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值edc进行控制，确保直流侧两个电容的不平衡电压接近于0，结合三个环的共同作用生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，控制过程简单，通过直流电压调节环来调节直流母线电压，以确保电压阶跃阶段的快速动态响应，以及不确定干扰的直流侧负载接入电路时会引起直流侧电压的波动都能有效抑制。实现直流侧电容器的电压平衡，提高了控制稳定性。
在直流电压调节环中，采用了自适应滑模控制器(ASMC)来快速地调节直流母线电压，不仅减小了抖振还确保了电压阶跃阶段的快速动态响应。同时，由于外部不确定干扰的存在，因此基于自适应滑模控制器(ASMC)(直流电压调节环)加入了一种非线性高增益观测器(NHGO)来抑制它(外部不确定干扰的存在)，该观测器对噪声不敏感，且具备强大的抗扰动能力；在瞬时功率跟踪环中，采用了一种简单有效的直接功率控制(DPC)策略来实现功率跟踪的目标，从而简化了内部环路的控制过程。另外，为了获得具有低谐波失真的交流电流以及对***参数摄动的鲁棒性，采用了基于高增益观测器(HGO)的二阶滑模控制器(SOSM)以确保有功功率和无功功率可以迅速收敛到稳定状态；最后，在电压平衡环路中，使用PI调节器来确保直流侧电容器的电压平衡。通过实验测试，将本发明所提出的NPC功率变换器控制策略与其他控制方案进行了比较，证明了本方案的有效性和优越性。
附图说明
图1为本发明所述的三电平NPC变换器与交流电网和直流微网之间连接的电路原理示意图；
图2为本发明所述的生成控制信号的原理示意；
图3为电压参考值从750V调整至690V时，三电平NPC变换器的直流侧电压波形图；其中，
图3a为PI控制器下的直流侧电压波形图；
图3b为基于扩张状态观测器的滑模控制策略(LESO-SMC)下的直流侧电压波形图；
图3c为基于非线性高增益观测器的滑模控制策略(NHGO-SMC)下的直流侧电压波形图；
图3d为采用本发明控制方法下的直流侧电压波形图；
图4为电压参考值从690V调整至750V时，三电平NPC变换器的直流侧电压波形图；其中，
图4a为PI控制器下的直流侧电压波形图；
图4b为基于扩张状态观测器的滑模控制策略(LESO-SMC)下的直流侧电压波形图；
图4c为基于非线性高增益观测器的滑模控制策略(NHGO-SMC)下的直流侧电压波形图；
图4d为采用本发明控制方法下的直流侧电压波形图；
图5a为接入负载R1和R2稳定运行时，PI控制器下的三相交流电流谐波频谱图；
图5b为接入负载R1和R2稳定运行时，基于扩张状态观测器的滑模控制策略(LESO-SMC)下的三相交流电流谐波频谱图；
图5c为接入负载R1和R2稳定运行时，基于非线性高增益观测器的滑模控制策略(NHGO-SMC)下的三相交流电流谐波频谱图；
图5d为接入负载R1和R2稳定运行时，采用本发明控制方法下的三相交流电流谐波频谱图；
图6a为PI控制器下的直流母线电压和a相电流的瞬态响应；
图6b为基于扩张状态观测器的滑模控制策略(LESO-SMC)下的直流母线电压和a相电流的瞬态响应；
图6c为基于非线性高增益观测器的滑模控制策略(NHGO-SMC)下的直流母线电压和a相电流的瞬态响应；
图6d为采用本发明控制方法下的直流母线电压和a相电流的瞬态响应。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式所述一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，该方法为:
采用直流电压调节环，利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure BDA0003126557740000071
通过自适应滑模控制器，获取当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*；
采用瞬时功率跟踪环，利用当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，通过二阶滑模控制器，获取三电平NPC变换器平均占空比号δαβ；
对三电平NPC变换器平均占空比δαβ进行αβ/abc坐标变换，获得abc坐标系下的三电平NPC变换器平均占空比δa'bc；
采用电压平衡环，对直流侧不平衡电压实际值edc与直流侧不平衡电压参考值
Figure BDA0003126557740000072
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba；
对平衡占空比δba和电平NPC变换器平均占空比δa'bc相加后，通过脉冲宽度调制器，获得三电平NPC变换器开关管控制信号，实现对三电平NPC变换器控制。
具体应用之前，先根据三电平NPC变换器的运行原理，建立三电平NPC变换器的状态空间平均模型；根据三电平NPC变换器的状态空间平均模型，确定三电平NPC变换器的控制目标；所述控制目标包括：使直流侧两个电容器电压总和vdc调节到直流侧电压参考值期望值
Figure BDA0003126557740000073
使有功功率p和无功功率q始终跟踪各自的参考值p*和q*、以及确保直流侧两个电容器的不平衡电压趋近于0，来生成相应控制信号对三电平NPC变换器进行控制。
实际上，采用一种高效的控制法是十分有必要的。它可以确保***达到稳定状态时，有功功率和无功功率保持在等效点附近，并且保证较高的电流质量。本发明不仅可以实现不同的控制目标，而且还可以改善三电平NPC变换器的动态、稳态性能以及抗干扰能力。
图1中，三相交流电源和电感器与三电平NPC变换器的交流侧相连，提供功率传输。在直流侧，三电平NPC变换器连接了两个电容器，以存储能量并稳定直流电压。此处，直流侧可以看作是直流微网，它主要由直流负载，其他变换器和各种可再生能源等组成。
本实施方式所述的本发明方法提高了三相NPC变换器的动态和稳态性能以及抗干扰能力。本发明所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，该控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现，通过直流电压调节环对直流侧电压实际值vdc进行控制，使直流侧电容器电压总和vdc调节到对应的期望值
Figure BDA0003126557740000081
通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪，使有功功率p和无功功率q准确的跟踪各自的参考值p*和q*、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值edc进行控制，确保直流侧两个电容的不平衡电压接近于0，结合三个环的共同作用生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，控制过程简单，通过直流电压调节环来调节直流母线电压，以确保电压阶跃阶段的快速动态响应，以及不确定干扰的直流侧负载接入电路时会引起直流侧电压的波动都能有效抑制。实现直流侧电容器的电压平衡，提高了控制稳定性。
进一步地，本实施方式中，
采用直流电压调节环，利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure BDA0003126557740000082
通过自适应滑模控制器ASMC和非线性高增益观测器NHGO，获取当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*的具体方法为：
步骤A1、利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure BDA0003126557740000083
计算直流电压调节环跟踪误差sv；其中，
Figure BDA0003126557740000084
步骤A2、通过自适应滑模控制器ASMC，对直流电压调节环跟踪误差sv进行纠正，并输出纠偏后的跟踪误差
Figure BDA0003126557740000085
步骤A3、采用非线性高增益观测器NHGO对步骤A1中的x1和上一采样点时刻有功功率参考值p*对直流负载的有功功率x2进行观测，获得直流侧负载功率的估计值
Figure BDA0003126557740000086
步骤A4、对所述纠偏后的跟踪误差
Figure BDA0003126557740000087
和直流侧负载功率的估计值
Figure BDA0003126557740000088
相加，获得当前采样点时刻有功功率参考值p*。
进一步地，本实施方式中，
步骤A2中，自适应滑模控制器ASMC的动态方程为：
Figure BDA0003126557740000089
其中，Kv为自适应滑模控制器ASMC的增益，为一个时变量，自适应滑模控制器的自适应率
Figure BDA00031265577400000810
为：
Figure BDA0003126557740000091
其中，Kl是自适应滑模控制器ASMC的增益变化率，Km是自适应滑模控制器ASMC的增益判定参数，ba是自适应滑模控制器ASMC的增益梯度判定参数。进一步地，本发明中，
步骤A3中，非线性高增益观测器NHGO的动态方程为：
Figure BDA0003126557740000092
Figure BDA0003126557740000093
其中，C是直流侧电容的电容值，
Figure BDA0003126557740000094
是变量x1的估计值，
Figure BDA0003126557740000095
是变量x1的导数的估计值，
Figure BDA0003126557740000096
是直流负载的有功功率x2的导数的估计值，α1是非线性高增益观测器NHGO的前级增益参数，α2是非线性高增益观测器NHGO的后级增益参数，ε1和ε2是非线性高增益观测器NHGO的两个增益参数，且ε2大于ε1,bs是非线性高增益观测器NHGO的增益判定参数，sat(·)为饱和函数。
实施方式中，直流电压调节环基本的控制目标是将直流母线电压调节到指定值。为了获得快速的瞬态响应和对外部干扰不敏感等性能，针对电压调节环提出了基于NHGO的ASMC控制策略。ASMC的英文全称为Adaptive sliding mode control，自适应滑模；NHGO的英文全称为Nonlinear high-gain observer，非线性高增益观测器。
自适应滑模控制器ASMC的控制策略，克服了传统滑模控制(SMC)存在的抖振和动态性能的折衷问题，在保留了传统滑模控制的快速动态性能的同时，还减弱了抖振现象，因此将其应用于电力电子领域可以进一步提升变换器的性能。另一方面，尽管ASMC可以提高了***的鲁棒性，但由于缺少干扰信息，其实现干扰消除的能力还不够，这意味着无法立即将干扰补偿给控制器。作为一项观测状态和扰动的技术，观测器适合于弥补***的这一缺点，例如滑模观测器(SMO)和线性扩展状态观测器(LESO)。但是传统的观测器都存在着对噪声十分敏感的缺点，因此在实际应用中性能受限。非线性高增益观测器(NHGO)作为高增益观测器的改进版本，不仅对噪声不敏感，而且具备强大的抗扰动能力，十分适合应用于电力电子领域。故本实施方式中采用非线性高增益观测器NHGO实现消除干扰。
进一步地，本实施方式中，采用瞬时功率跟踪环，利用当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，通过二阶滑模控制器，获取三电平NPC变换器平均占空比号δαβ的具体方法为:
步骤B1、将当前采样点时刻有功功率参考值p*和有功功率实际值p比较，获得有功功率跟踪误差sp，同时，将当前采样点时刻无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*相比较，获得无功功率跟踪误差sq；
步骤B2、通过二阶滑模控制器SOSM对有功功率跟踪误差sp和无功功率跟踪误差sq进行纠正，获得纠偏后的有功功率跟踪误差
Figure BDA0003126557740000101
和纠偏后的无功功率跟踪误差
Figure BDA0003126557740000102
步骤B3、根据有功功率跟踪误差sp、无功功率跟踪误差sq、上一采样点时刻有功功率纠正量up和上一采样点时刻无功功率纠正量uq，利用高增益观测器NHGO对由***不确定参数而引起的内部扰动lp和lq进行观测，获得内部扰动的估计值
Figure BDA0003126557740000103
和
Figure BDA0003126557740000104
其中，有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq的初始值为0；
步骤B4、根据纠偏后的跟踪误差
Figure BDA0003126557740000105
和
Figure BDA0003126557740000106
与内部扰动的估计值
Figure BDA0003126557740000107
和
Figure BDA0003126557740000108
更新当前采样点时刻有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq；
步骤B5、对有功功率实际值p和无功功率实际值q求导，分别获得有功功率导数
Figure BDA0003126557740000109
和无功功率导数
Figure BDA00031265577400001010
令
Figure BDA00031265577400001011
获得等效点的平均占空比
Figure BDA00031265577400001012
步骤B6、根据有功功率纠正量up、无功功率纠正量uq和等效点的平均占空比
Figure BDA00031265577400001013
获得平均占空比δαβ。
进一步地，本实施方式中，
步骤B2中，二阶滑模控制器SOSM的动态方程为：
Figure BDA00031265577400001014
其中，ki1和ki2是二阶滑模控制器SOSM的增益，t为时间。
进一步地，本实施方式中，
步骤B3中，获得内部扰动的估计值
Figure BDA00031265577400001015
和
Figure BDA00031265577400001016
通过以下公式计算实现：
Figure BDA00031265577400001017
Figure BDA00031265577400001018
和
Figure BDA0003126557740000111
Figure BDA0003126557740000112
其中，
Figure BDA0003126557740000113
vα和vβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压的α分量和β分量，L为交流侧线电感，α3是有功功率环路高增益观测器的前级增益参数，α4是有功功率环路高增益观测器的后级增益参数，α5是无功功率环路高增益观测器的前级增益参数，α6是无功功率环路高增益观测器的后级增益参数，εp是有功功率环路高增益观测器的增益，εq是无功功率环路高增益观测器的增益。
本实施方式中，需要实现的控制目标是对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行控制，使他们分别跟踪其参考值。此处采用SOSM控制策略来实现该目标以保证***的快速响应和稳态性能。此外，为了提升***对参数摄动的鲁棒性，还设计了一个HGO来抑制不确定参数对***的影响。SOSM的英文全称为Second-order sliding mode，二阶滑模；HGO的英文全称为High-gain observer，高增益观测器。
进一步地，本实施方式中，
步骤B4中，当前采样点时刻有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq为：
Figure BDA0003126557740000114
其中，
Figure BDA0003126557740000115
进一步地，本实施方式中，
步骤B5中，等效点的平均占空比
Figure BDA0003126557740000116
为：
Figure BDA0003126557740000117
其中，vαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；J为矩阵，且
Figure BDA0003126557740000118
ω为电网电压的角频率；L为交流侧线电感。
进一步地，本实施方式中，
采用电压平衡环，对直流侧不平衡电压实际值edc与直流侧不平衡电压参考值
Figure BDA0003126557740000119
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba为:
Figure BDA0003126557740000121
其中，kpb为PI控制器的比例环节增益；kib为PI控制器的积分环节增益；t为时间。
为了验证本申请提出的控制策略的优越性，本发明所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法与传统的PI控制策略，基于扩张状态观测器的滑模控制策略(LESO-SMC)以及基于非线性高增益观测器的滑模控制策略(NHGO-SMC)进行了实验对比。三电平NPC变换器的参数如表I所示。
表I实验平台参数
Figure BDA0003126557740000122
首先进行的是动态性能的测试。图3a、图3b、图3c和图3d分别是采用PI控制器、LESO-SMC控制器、NHGO-SMC控制器以及本申请提出的NHGO-ASMC控制器(即：本发明所述一种三电平NPC变换器的滑模控制方法)下电压指令从750V变为690V时的动态响应图，图4a、图4b、图4c和图4d则为690V变为750V时的动态响应图。从这两次的实验比较结果均可看出本申请具备更好的动态性能，动态响应时间短，超调电压小。
接下来进行的是稳态性能的测试。连接直流负载R1和R2，当NPC稳定运行时，观察不同控制策略下的三相交流电流质量。图5a、图5b、图5c和图5d分别是采用PI控制器、LESO-SMC控制器、NHGO-SMC控制器以及本申请提出的NHGO-ASMC控制器下的电流谐波频谱图，它们的总谐波失真(THD)分别为2.1％、2.2％、2.1％和2.0％。显然，本申请提出的NHGO-ASMC控制策略得到的电流THD更低，电流质量更好。
最后进行的是抗扰动性能测试。在R1接入电路时的直流母线电压和a相电流的瞬态响应如图6所示，图6a、图6b、图6c和图6d分别是采用PI控制器、LESO-SMC控制器、NHGO-SMC控制器以及本申请提出的NHGO-ASMC控制器下的瞬态响应。可以观察到，本申请所提出的方法相比于其他控制器实现了更小的电压波动以及恢复时间。因此，根据上述实验结果，与其他的控制策略相比，本申请提出的NHGO-ASMC控制策略具有更好的抗干扰能力。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (10)

1.一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，该方法为:
采用直流电压调节环，利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure FDA0003356923160000011
通过自适应滑模控制器ASMC和非线性高增益观测器NHGO，获取当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*；
采用瞬时功率跟踪环，利用当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，通过二阶滑模控制器，获取三电平NPC变换器平均占空比δαβ；
对三电平NPC变换器平均占空比δαβ进行αβ/abc坐标变换，获得abc坐标系下的三电平NPC变换器平均占空比δ'abc；
采用电压平衡环，对直流侧不平衡电压实际值edc与直流侧不平衡电压参考值
Figure FDA0003356923160000012
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba；
对平衡占空比δba和电平NPC变换器平均占空比δ'abc相加后，通过脉冲宽度调制器，获得三电平NPC变换器开关管控制信号，实现对三电平NPC变换器控制。
2.根据权利要求1所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，采用直流电压调节环，利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure FDA0003356923160000013
通过自适应滑模控制器ASMC和非线性高增益观测器NHGO，获取当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*的具体方法为：
步骤A1、利用三电平NPC变换器直流侧电压实际值vdc和直流侧电压参考值
Figure FDA0003356923160000014
计算直流电压调节环跟踪误差sv；其中，
Figure FDA0003356923160000015
步骤A2、通过自适应滑模控制器ASMC，对直流电压调节环跟踪误差sv进行纠正，并输出纠偏后的跟踪误差
Figure FDA0003356923160000016
步骤A3、采用非线性高增益观测器NHGO对步骤A1中的x1和上一采样点时刻有功功率参考值p*对直流负载的有功功率x2进行观测，获得直流侧负载功率的估计值
Figure FDA0003356923160000017
步骤A4、对所述纠偏后的跟踪误差
Figure FDA0003356923160000018
和直流侧负载功率的估计值
Figure FDA0003356923160000019
相加，获得当前采样点时刻有功功率参考值p*。
3.根据权利要求2所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，步骤A2中，自适应滑模控制器ASMC的动态方程为：
Figure FDA0003356923160000021
其中，Kv为自适应滑模控制器ASMC的增益，为一个时变量，自适应滑模控制器的自适应率
Figure FDA0003356923160000022
为：
Figure FDA0003356923160000023
其中，Kl是自适应滑模控制器ASMC的增益变化率，Km是自适应滑模控制器ASMC的增益判定参数，ba是自适应滑模控制器ASMC的增益梯度判定参数。
4.根据权利要求3所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，步骤A3中，非线性高增益观测器NHGO的动态方程为：
Figure FDA0003356923160000024
Figure FDA0003356923160000025
其中，C是直流侧电容的电容值，
Figure FDA0003356923160000026
是变量x1的估计值，
Figure FDA0003356923160000027
是变量x1的导数的估计值，
Figure FDA0003356923160000028
为有功功率x2的估计值，
Figure FDA0003356923160000029
是直流负载的有功功率x2的导数的估计值，α1是非线性高增益观测器NHGO的前级增益参数，α2是非线性高增益观测器NHGO的后级增益参数，ε1和ε2是非线性高增益观测器NHGO的两个增益参数，且ε2大于ε1,bs是非线性高增益观测器NHGO的增益判定参数，sat(·)为饱和函数。
5.根据权利要求1或4所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，采用瞬时功率跟踪环，利用当前采样点时刻直流侧的有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，通过二阶滑模控制器，获取三电平NPC变换器平均占空比δαβ的具体方法为：
步骤B1、将当前采样点时刻有功功率参考值p*和有功功率实际值p比较，获得有功功率跟踪误差sp，同时，将当前采样点时刻无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*相比较，获得无功功率跟踪误差sq；
步骤B2、通过二阶滑模控制器SOSM对有功功率跟踪误差sp和无功功率跟踪误差sq进行纠正，获得纠偏后的有功功率跟踪误差
Figure FDA00033569231600000210
和纠偏后的无功功率跟踪误差
Figure FDA00033569231600000211
步骤B3、根据有功功率跟踪误差sp、无功功率跟踪误差sq、上一采样点时刻有功功率纠正量up和上一采样点时刻无功功率纠正量uq，利用高增益观测器NHGO对由***不确定参数而引起的内部扰动lp和lq进行观测，获得内部扰动的估计值
Figure FDA0003356923160000031
和
Figure FDA0003356923160000032
其中，有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq的初始值为0；
步骤B4、根据纠偏后的跟踪误差
Figure FDA0003356923160000033
和
Figure FDA0003356923160000034
与内部扰动的估计值
Figure FDA0003356923160000035
和
Figure FDA0003356923160000036
更新当前采样点时刻有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq；
步骤B5、对有功功率实际值p和无功功率实际值q求导，分别获得有功功率导数
Figure FDA0003356923160000037
和无功功率导数
Figure FDA0003356923160000038
令
Figure FDA0003356923160000039
获得等效点的平均占空比
Figure FDA00033569231600000310
步骤B6、根据有功功率纠正量up、无功功率纠正量uq和等效点的平均占空比
Figure FDA00033569231600000311
获得平均占空比δαβ。
6.根据权利要求5所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，步骤B2中，二阶滑模控制器SOSM的动态方程为：
Figure FDA00033569231600000312
其中，ki1和ki2是二阶滑模控制器SOSM的增益，t为时间。
7.根据权利要求6所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，步骤B3中，获得内部扰动的估计值
Figure FDA00033569231600000313
和
Figure FDA00033569231600000314
通过以下公式计算实现：
Figure FDA00033569231600000315
Figure FDA00033569231600000316
和
Figure FDA00033569231600000317
Figure FDA00033569231600000318
其中，
Figure FDA00033569231600000319
其中，vα和vβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压的α分量和β分量，L为交流侧线电感，α3是有功功率环路高增益观测器的前级增益参数，α4是有功功率环路高增益观测器的后级增益参数，α5是无功功率环路高增益观测器的前级增益参数，α6是无功功率环路高增益观测器的后级增益参数，εp是有功功率环路高增益观测器的增益，εq是无功功率环路高增益观测器的增益，
Figure FDA0003356923160000041
为有功功率跟踪误差sp的估计值，
Figure FDA0003356923160000042
无功功率跟踪误差sq的估计值，
Figure FDA0003356923160000043
为有功功率跟踪误差sp的导数的估计值，
Figure FDA0003356923160000044
为无功功率跟踪误差sq的导数的估计值。
8.根据权利要求7所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，步骤B4中，当前采样点时刻有功功率纠正量up和无功功率纠正量uq为：
Figure FDA0003356923160000045
其中，
Figure FDA0003356923160000046
9.根据权利要求8所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，步骤B5中，等效点的平均占空比
Figure FDA0003356923160000047
为：
Figure FDA0003356923160000048
计算实现，其中，vαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；J为矩阵，且
Figure FDA0003356923160000049
ω为电网电压的角频率；L为交流侧线电感。
10.根据权利要求5所述的一种三电平NPC变换器的滑模控制方法，其特征在于，采用电压平衡环，对直流侧不平衡电压实际值edc与直流侧不平衡电压参考值
Figure FDA00033569231600000410
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba为:
Figure FDA00033569231600000411
其中，kpb为PI控制器的比例环节增益；kib为PI控制器的积分环节增益；t为时间。
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Inventor after: Yao Weiran

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Inventor before: Liu Jianxing

Inventor before: Sun Guanghui

Inventor before: Shen Xiaoning

Inventor before: Yin Yunfei

Inventor before: Gao Yabin

Inventor before: Yao Weiran

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