CN113346743A - 一种非隔离高增益直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非隔离高增益直流变换器。变换器的直流电源正极与输入滤波电容正极、第一电感一端、第三二极管阳极连接；第一电感另一端与第一二极管阳极、第二二极管阳极连接；第二二极管阴极与第二电感一端、第三二极管阴极连接；第二电感另一端与第四二极管阳极、第五二极管阳极连接；第五二极管阴极与第一电容正极、第三电感一端连接；第三电感另一端与第一二极管阴极、第四二极管阴极、第六二极管阳极、开关管漏极连接；第六二极管阴极与输出滤波电容正极、直流负载一端连接；直流负载另一端与输出滤波电容负极、开关管源极、第一电容负极、输入滤波电容负极、输入电源负极相连，升压能力强，电流应力低。

Description

一种非隔离高增益直流变换器

技术领域

本发明属于DC-DC升压变换器技术领域，具体涉及一种非隔离高增益直流变换器。

背景技术

近年来，高增益DC-DC变换技术被广泛应用于不间断电源***、可再生能源***、燃料电池及混合动力汽车等场合。然而，在这些应用场合下，光伏电池、燃料电池和蓄电池等电源模块的输出电压较低且宽范围变化；为此，通常需要采用具有极强升压能力的直流变换器，有时变换器的电压增益甚至要达到十几，才能将输出电压提升到逆变所需的电压等级。

为此，各国学者提出了各种高增益变换器拓扑，其大致可分为隔离型和非隔离型两类。与前者相比，非隔离型变换器的体积较小、效率相对较高，因此更具有优势。最简单、直接的非隔离型高增益方案是Boost变换器级联***。其电压增益为前、后级Boost变换器电压增益的乘积，但主电路含有2个开关管及其驱动装置，***复杂程度和成本没有得到明显改善。有学者提出了基于开关电容的高增益Boost变换器。其仅有1个开关管，且电压增益为传统Boost变换器的(1+D)倍，但是输出端与输入端不共地。将Z源/准Z源网络由逆变器引入到DC-DC变换器中，可推演出一系列Z源/准Z源高增益变换器。该类变换器最大占空比往往不能超过0.5，甚至低于0.25。和传统Boost变换器类似，极端占空比条件下，即D接近0.5，***效率同样急剧下降，因此实际最大增益并没有改善。此外，上述高增益方案中，输入电感的平均电流等于输入电流，因此磁芯尺寸和通态损耗较大。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种非隔离高增益直流变换器，其只采用一个开关管，控制简单；电压增益为(1+D)/(1-D)²，可以在较小占空比条件下取得极大的电压增益；由两个输入电感共同分摊输入电流，故电感的电流应力下降，可以选用较小的磁芯。因此，本发明所设计的高增益变换器具有较低的成本、较高的变换效率和极强的升压能力，特别适用于可再生能源发电***。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

一种非隔离高增益直流变换器，包括直流电源U_in，所述直流电源U_in的正极分别连接输入滤波电容C_in的正极、第一电感L₁的一端、第三二极管D₃的阳极；

所述第一电感L₁的另一端分别连接第一二极管D₁的阳极、第二二极管D₂的阳极；

所述第二二极管D₂的阴极分别连接第二电感L₂的一端、第三二极管D₃的阴极；

所述第二电感L₂的另一端分别连接第四二极管D₄的阳极、第五二极管D₅的阳极；

所述第五二极管D₅的阴极分别连接第一电容C₁的正极、第三电感L₃的一端；

所述第三电感L₃的另一端分别连接第一二极管D₁的阴极、第四二极管D₄的阴极、第六二极管D₆的阳极、开关管S的漏极；

所述第六二极管D₆的阴极分别连接输出滤波电容C_o的正极、直流负载R的一端；

所述直流负载R的另一端分别连接输出滤波电容C_o的负极、开关管S的源极、第一电容C₁的负极、输入滤波电容C_in的负极、输入电源U_in的负极；

进一步，非隔离高增益直流变换器的理想电压增益G表示为：

D为开关管S的控制信号占空比。

进一步，通过调节开关管S的开通和关断，实现非隔离高增益直流变换器在一个开关周期T_s内的，工作模态1和工作模态2的切换。工作模态1，t₀～t₁阶段：在t₀时刻，开通开关管S，第二二极管D₂、第五二极管D₅和第六二极管D₆关断；第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄导通；在t₁时刻，开关管S关断，工作模态1结束。工作模态2，t₁～t₂阶段：t₁时刻，第二二极管D₂、第五二极管D₅和第六二极管D₆导通，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄关断；t₂时刻，开关管S导通，工作模态2结束，进入下一个开关周期。

进一步，在工作模态1时，第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2、第三电感L₃的电流i_L3均线性增大；电源U_in通过开关管S和第一二极管D₁向第一电感L₁充电；通过开关管S、第三二极管D₃和第四二极管D₄向第二电感L₂充电；第一电容C₁通过开关管S向第三电感L₃充电；同时，输出滤波电容C_o单独向直流负载R供电。在工作模态2中，第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2和第三电感L₃的电流i_L3线性减小；电源U_in、第一电感L₁和第一电感L₂向第一电容C₁充电；同时，与第三电感L₃串联通过第六二极管D₆向输出滤波电容C_o和直流负载R供电。

有益效果

本本发明的技术方案与现有技术相比，本发明提出的一种非隔离高增益直流变换器，该非隔离高增益直流变换器只采用1个开关管，4个电容、3个电感、5个二极管，器件数量相对较少，结构相对简单，损耗较低；升压能力极强，其电压增益为(1+D)/(1-D)²；且只采用一个开关管，控制较简单。此外，该非隔离高增益直流变换器的第一电感L₁和第二电感L₂共同分摊输入电流，故其电流应力和通态损耗下降，可以选用较小的磁芯。因此，本发明所提非隔离高增益直流变换器适用于可再生能源***场合。

附图说明

图1为本申请实施例的一种非隔离高增益直流变换器的电路结构示意图；

图2(a)-(b)为图1所示的非隔离高增益直流变换器在一个开关周期T_s内的2种工作模态等效图；

图3为图1所示的非隔离高增益直流变换器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图4为图1所示的非隔离高增益直流变换器的平均电流的等效电路示意图；

图5为图1所示的非隔离高增益直流变换器的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种非隔离高增益直流变换器，电路结构如图1所示。该非隔离高增益直流变换器包括直流电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、开关管S、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆、第一电容C₁、输出滤波电容C_o、直流负载R；其中，直流电源U_in的正极分别连接输入滤波电容C_in的正极、第一电感L₁的一端、第三二极管D₃的阳极；第一电感L₁的另一端分别连接第一二极管D₁的阳极、第二二极管D₂的阳极；第二二极管D₂的阴极分别连接第二电感L₂的一端、第三二极管D₃的阴极；第二电感L₂的另一端分别连接第四二极管D₄的阳极、第五二极管D₅的阳极；第五二极管D₅的阴极分别连接第一电容C₁的正极、第三电感L₃的一端；第三电感L₃的另一端分别连接第一二极管D₁的阴极、第四二极管D₄的阴极、第六二极管D₆的阳极、开关管S的漏极；第六二极管D₆的阴极分别连接输出滤波电容C_o的正极、直流负载R的一端；直流负载R的另一端分别连接输出滤波电容C_o的负极、开关管S的源极、第一电容C₁的负极、输入滤波电容C_in的负极、输入电源U_in的负极。

下面对图1所示的非隔离高增益直流变换器的工作过程进行说明。

为了简化分析，作如下假设：开关管S、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、输出滤波电容C_o、第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、均为理想器件；第一电容C₁、输出滤波电容C_o足够大，可忽略电压纹波；第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃的电流连续；输入电源U_in负端为零电位参考点，直流负载R为纯阻性。基于上述假设，则进入稳态后，变换器在一个开关周期内的工作过程可分为2种模态。

各模态的等效电路分别如图2(a)～图2(b)所示。一个开关周期内的主要波形如图3所示。

分述如下：

(1)模态1，t₀～t₁阶段：在t₀时刻，开通开关管S；等效电路如图2(a)所示，第二二极管D₂、第五二极管D₅和第六二极管D₆关断；第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄导通。如图3所示，第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2、第三电感L₃的电流i_L3均线性增大。电源U_in通过开关管S和第一二极管D₁向第一电感L₁充电；通过开关管S、第三二极管D₃和第四二极管D₄向第二电感L₂充电；第一电容C₁通过开关管S向第三电感L₃充电；同时，输出滤波电容C_o单独向直流负载R供电。此时，有：

其中，L₁为第一电感L₁的电感值，L₂为第二电感L₂的电感值，L₃为第三电感L₃的电感值，U_in为输入电压，U_C1为第一电容C₁电压。

在t₁时刻，开关管S关断，模态1结束；

(2)模态2，t₁～t₂阶段：t₁时刻，等效电路如图2(b)所示，第二二极管D₂、第五二极管D₅和第六二极管D₆导通，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄关断。如图3所示，第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2和第三电感L₃的电流i_L3线性减小。电源U_in、第一电感L₁和第一电感L₂向第一电容C₁充电；同时，与第三电感L₃串联通过第六二极管D₆向输出滤波电容C_o和直流负载R供电。此时，有：

其中，U_o为输出电压。

t₂时刻，开关管S导通，模态2结束，进入下一个开关周期。

基于以上工作原理，下面对本发明非隔离高增益直流变换器的稳态特性进行分析。

根据3个电感的伏秒平衡，可得：

根据式(3)，可得本发明非隔离高增益直流变换器的理想电压增益G为：

第一电容C₁的电压应力为：

进入稳态后，电容的平均电流为零，由此可以得到图4所示的非隔离高增益直流变换器的平均电流的等效电路示意图，由图4可得如下公式：

其中，I_L1为第一电感L₁的平均电流值、I_L2为第二电感L₂的平均电流值、I_L3为第三电感L₃的平均电流值、I_D1为第一二极管D₁的平均电流值、I_D2为第二二极管D₂的平均电流值、I_D3为第三二极管D₃的平均电流值、I_D4为第四二极管D₄的平均电流值、I_D5为第五二极管D₅的平均电流值、I_D6为第六二极管D₆的平均电流值、I_S为开关管S的平均电流值、I_in为输入电流的平均值、I_o为输出电流的平均值。

根据公式(6)可以看出，本发明的非隔离高增益直流变换器的第一电感L₁和第二电感L₂共同分摊输入电流I_in，故其电流应力下降，可以选用较小的磁芯。

下面对本发明的非隔离高增益直流变换器进行参数设计：

变换器的设计指标为：开关频率f_s＝100kHz，输入电压U_in＝20V，最大输出功率P_o,max＝250W，输出电压U_o＝400V。

根据上述指标，由式(4)可以得到非隔离高增益直流变换器的占空比D满足：

由式(7)可得占空比D为：

D＝0.71 (8)

通常要求电感允许的最大电流脉动量不能超过其最大平均电流的20％，即第一电感L₁电流的脉动量ΔI_L1、第二电感电流L₂的脉动量ΔI_L2、第一电感L₁的最大平均电流I_L1,max和第二电感L₂的最大平均电流I_L2,max满足：ΔI_L1＝ΔI_L2≤0.2I_L1,max＝0.2I_L2,max，则有：

同理，第三电感L₃电流的脉动量ΔI_L3、第三电感L₃的最大平均电流I_L3,max满足：ΔI_L3≤0.2I_L3,max，则有：

通常要求电容电压脉动量不能超过其电容电压平均值的1％。即：第一电容C₁电压脉动量ΔU_C1和第一电容C₁电压U_C1满足：ΔU_C1≤0.01U_C1，则有：

同理，输出滤波电容C_o电压脉动量ΔU_Co和输出滤波电容C_o电压U_Co满足：ΔU_Co≤0.01U_Co，则有：

基于以上对本发明的非隔离高增益直流变换器进行的模态分析、工作条件分析以及参数设计，下面对其进行仿真验证：

为了验证理论分析的正确性，根据上述参数设计，使用Saber仿真软件对所提非隔离高增益直流变换器进行仿真验证，具体取值如下：第一电容C₁＝47μF；第一电感L₁＝0.1mH、第二电感L₂＝0.1mH；第三电感L₃＝2mH；输出电容C_o＝47μF、输入滤波电容C_in＝47μF。

图5为本发明的非隔离高增益直流变换器的仿真波形，给出了开关管S的驱动信号u_gs、输入电压u_in、输出电压u_o的仿真波形。可以看出，当输入电压U_in＝20V、输出电压为U_o＝400V时，占空比D≈0.71，实测电压增益为G＝U_o/U_in＝20，与理论值G＝(1+D)/(1-D)²≈20基本吻合。

本发明提供的非隔离高增益直流变换器具有以下优点：(1)升压能力极强，该非隔离高增益直流变换器的电压增益为(1+D)/(1-D)²；(2)只采用1个开关管，4个电容、3个电感、5个二极管，结构相对简单；(3)只有一个开关管，控制电路简单；(4)第一电感L₁和第二电感L₂共同分摊输入电流I_in，故其电流应力下降，可以选用较小的磁芯。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种非隔离高增益直流变换器，其特征在于，包括直流电源U_in，所述直流电源U_in的正极分别连接输入滤波电容C_in的正极、第一电感L₁的一端、第三二极管D₃的阳极；所述第一电感L₁的另一端分别连接第一二极管D₁的阳极、第二二极管D₂的阳极；所述第二二极管D₂的阴极分别连接第二电感L₂的一端、第三二极管D₃的阴极；所述第二电感L₂的另一端分别连接第四二极管D₄的阳极、第五二极管D₅的阳极；所述第五二极管D₅的阴极分别连接第一电容C₁的正极、第三电感L₃的一端；所述第三电感L₃的另一端分别连接第一二极管D₁的阴极、第四二极管D₄的阴极、第六二极管D₆的阳极、开关管S的漏极；所述第六二极管D₆的阴极分别连接输出滤波电容C_o的正极、直流负载R的一端；所述直流负载R的另一端分别连接输出滤波电容C_o的负极、开关管S的源极、第一电容C₁的负极、输入滤波电容C_in的负极、输入电源U_in的负极。

2.根据权利要求1所述的一种非隔离高增益直流变换器，其特征在于，非隔离高增益直流变换器的理想电压增益G表示为：

D为开关管S的控制信号占空比。

3.根据权利要求1或2所述的一种非隔离高增益直流变换器，其特征在于，通过调节开关管S的开通和关断，实现非隔离高增益直流变换器在一个开关周期T_s内工作模态1和工作模态2的切换；工作模态1，t₀～t₁阶段：在t₀时刻，开通开关管S，第二二极管D₂、第五二极管D₅和第六二极管D₆关断；第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄导通；在t₁时刻，开关管S关断，工作模态1结束；工作模态2，t₁～t₂阶段：t₁时刻，第二二极管D₂、第五二极管D₅和第六二极管D₆导通，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄关断；t₂时刻，开关管S导通，工作模态2结束，进入下一个开关周期。

4.根据权利要求3所述的一种非隔离高增益直流变换器，其特征在于，在工作模态1时，第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2、第三电感L₃的电流i_L3均线性增大，电源U_in通过开关管S和第一二极管D₁向第一电感L₁充电，通过开关管S、第三二极管D₃和第四二极管D₄向第二电感L₂充电，第一电容C₁通过开关管S向第三电感L₃充电，同时，输出滤波电容C_o单独向直流负载R供电；在工作模态2中，第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2和第三电感L₃的电流i_L3线性减小，电源U_in、第一电感L₁和第一电感L₂向第一电容C₁充电，同时，与第三电感L₃串联通过第六二极管D₆向输出滤波电容C_o和直流负载R供电。

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