一种级联型升降压变换器控制电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种升降压直流变换器,尤其涉及一种升降压直流变换器的控制电路,属于电力电子变换器控制技术领域,尤其属于非并网风能和太阳能等绿色能源发电***中蓄能电池的充电和放电变换技术领域。
背景技术
升降压式直流变换器常常用于蓄电池充电或放电变换等,近年来,在太阳能和燃料电池等绿色能源发电及变换***中更得到广泛的研究、发展和应用。
传统的单开关管升降压变换器包括Buck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta等拓扑,由于器件应力大或效率低或输入-输出不共地等原因,在很多场合其应用受到限制。将传统Boost变换器与Buck变换器级联可以构造两种新的升降压变换器,如图1所示的H桥升降压变换器及图2主电路拓扑所示的级联型升降压变换器。
以往研究较多的升降压变换器控制方法主要针对图1所示的H桥升降压变换器,如美国专利第6166527号、中国专利101212173A号,而对于前级升压变换器与后级降压变换器直接级联构成的升降压变换器的控制方法研究较少,实际两种变换器的控制方法是类似的,图1所示升降压变换器的一些控制方法可以直接应用于级联式升降压变换器,如美国专利第6166527号、中国专利101212173A号中公布的控制方法,这些控制方法原理上都是采用两个三角载波叠加而采用一个电压误差放大器的方式,但一个电压误差放大器的控制参数有可能不能同时适用于级联式升降压变换器的两级电路,从而会引起变换器不稳定。文献“Rae-Young Kim,Jih-Sheng Lai,A Seamless Mode Transfer Maximum Power Point Tracking Controller ForThermoelectric Generator Applications,IEEE Transactions on Power Electronics,2008,vol.23,page(s):2310-2318”中研究了级联式升降压变换器应用于温差电池场合时的数字控制方法,其数字控制方法注重实现最大功率点跟踪控制器而不是研究级联式升降压变换器的通用控制方法,而且数字控制器成本高,控制复杂。
H桥升降压变换器由于输入和输出端电流是矩形脉冲形式的,往往需要在输入端额外设置较大的LC低通滤波器。Boost-Buck级联型变换器由于输入输出端电感的滤波作用,输入输出电流脉动很小,因此,在很多场合下、特别是大功率应用更有优势。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提出一种级联型升降压变换器的控制电路及其控制方法。
本发明的级联型升降压变换器控制电路,其结构包括:输出电压采样电路、第一误差放大器、第二误差放大器、三角波产生电路、比较器电路、驱动电路和电压置位电路,其中:输出电压采样电路包括第一分压电阻和第二分压电阻,第一分压电阻的一端连接级联型升降压变换器电路输出电压的正极,另一端分别连接第一误差放大器和第二误差放大器的反相输入端及第二分压电阻的一端,第二分压电阻的另一端接地;第一误差放大器与第二误差放大器的同相输入端均连接参考电压;比较器电路包括第一比较器、第二比较器、第一反相器和第二反相器,第一误差放大器的输出端连接第一比较器的同相输入端,第一比较器输出的第一控制信号作为第一功率开关管的控制电压并连接驱动电路的输入端,第一比较器的输出端连接第一反相器的输入端,第一反相器输出的第二控制信号作为第二功率开关管的控制电压并连接驱动电路的输入端,第二误差放大器的输出端连接第二比较器的同相输入端,第二比较器输出的第三控制信号作为第三功率开关管的控制电压并连接驱动电路的输入端,第二比 较器的输出端连接第二反相器的输入端,第二反相器输出的第四控制信号作为第四功率开关管的控制电压并连接驱动电路的输入端,第一比较器的反相输入端与第二比较器的反相输入端均连接三角波产生电路的输出端;驱动电路对应输出第一功率开关管的驱动电压、第二功率开关管的驱动电压、第三功率开关管的驱动电压和第四功率开关管的驱动电压;电压置位电路包括第一二极管、第二二极管、第一电阻、第二电阻和电容,第一二极管的阳极连接第一比较器的输出端,第一二极管的阴极连接第一电阻的一端,第一电阻的另一端分别连接电容的一端、第二电阻的一端和第二二极管的阳极,电容的另一端连接第二电阻的另一端并接地,第二二极管的阴极连接第二误差放大器的输出端。
基于上述的级联型升降压变换器控制电路的控制方法为:输出电压采样电路中的第一分压电阻和第二分压电阻通过对输出电压进行分压采样得到反馈电压,第一误差放大器和第二误差放大器根据反馈电压和参考电压之间的误差分别对应输出第一控制电压和第二控制电压,反馈电压与输出电压成正比;第一控制电压与三角波电压比较得到的第一控制信号和第二控制信号通过驱动电路控制第一功率开关管和第二功率开关管动作:当第一控制电压大于三角波电压时,第一控制信号为正电压,第二控制信号为零,第一功率开关管导通,第二功率开关管关断,当第一控制电压小于三角波电压时,第一控制信号为零,第二控制信号为正电压,第一功率开关管关断,第二功率开关管导通,第一功率开关管与第二功率开关管互补导通;第一控制信号通过电压置位电路置位第二控制电压;第二控制电压与三角波电压比较得到的第三控制信号和第四控制信号通过驱动电路控制第三功率开关管和第四功率开关管动作:当第二控制电压大于三角波电压时,第三控制信号为正电压,第四控制信号为零,第三功率开关管导通,第四功率开关管关断,当第二控制电压小于三角波电压时,第三控制信号为零,第四控制信号为正电压,第三功率开关管关断,第四功率开关管导通,第三功率开关管与第四功率开关管互补导通。
本发明电路实现简单,仅需一路三角波信号来控制升降压变换器的两级电路,两个误差放大器实现了两级电路的解耦控制,可以分别根据升压模式和降压模式设置控制参数,每个开关周期内最多只有两个功率开关管动作,变换效率高。
附图说明
图1是背景技术中H桥升降压变换器主电路图。
图2是本发明实施例涉及的级联型升降压变换器及其控制电路原理图,图中标号名称:10-级联型升降压变换器主电路拓扑;101-升压变换器电路;102-降压变换器电路;20-级联型升降压变换器控制电路;201、202分别为第一和第二误差放大器;206-输出电压采样电路;207-比较器电路;209、210分别为第一和第二比较器;211、212分别为第一和第二反相器;205-电压置位电路。
图3是级联型升降压变换器工作于升压模式时的主要工作波形。
图4是级联型升降压变换器工作于降压模式时的主要工作波形。
图3和图4中:Vtrimin为三角波电压的最小值;Vtrimax为三角波电压的最大值。
图5是应用本发明控制电路的升降压变换器工作于升压模式时的稳态实验波形。
图6是应用本发明控制电路的升降压变换器工作于降压模式时的稳态实验波形。
具体实施方式
如图2所示,本发明实施例涉及的级联型升降压变换器及其控制电路原理图。
图2中级联型升降压变换器主电路拓扑10包括直流电源Vin、四个功率开关管Q1、Q2、Q3和Q4、两个电感L1和L2、两个滤波电容C1和C2、电阻Ro,其中:直流电源Vin正极连接电感L1的一端,电感L1的另一端分别连接功率开关管Q1的漏极和功率开关管Q2的源极,功率开关管Q2的漏极分别连接滤波电容C1的一端和功率开关管Q3的漏极,功率开关管Q3的源极分别连接电感L2的一端和功率开关管Q4的漏极,电感L2的另一端分别连接滤波电容C2的一端和电阻Ro的一端,功率开关管Q1的源极、滤波电容C1的另一端、功率开关管Q4的源极、滤波电容C2的另一端及电阻Ro的另一端均连接直流电源Vth的负极。图中101是升压变换器电路,102是降压变换器电路。本电路中,功率开关管均采用N型金属氧化物半导体场效应晶体管(N-MOSFET),电感采用磁粉芯磁芯绕制,滤波电容采用多层陶瓷电容(MLCC)。
图2中级联型升降压变换器的控制电路20包括输出电压采样电路206、第一误差放大器201、第二误差放大器202、三角波产生电路203、比较器电路207、驱动电路208和电压置位电路205,其中:输出电压采样电路206包括第一分压电阻R23和第二分压电阻R24,第一分压电阻R23的一端连接级联型升降压变换器电路输出电压Vo的正极,另一端分别连接第一误差放大器201和第二误差放大器202的反相输入端及第二分压电阻R24的一端,第二分压电阻R24的另一端接地;第一误差放大器201与第二误差放大器202的同相输入端均连接参考电压Vref;比较器电路207包括第一比较器209、第二比较器210、第一反相器211和第二反相器212,第一误差放大器201的输出端连接第一比较器209的同相输入端,第一比较器209输出的第一控制信号Vcd1作为第一功率开关管Q1的控制电压并连接驱动电路208的输入端,第一比较器209的输出端连接第一反相器211的输入端,第一反相器211输出的第二控制信号Vcd2作为第二功率开关管Q2的控制电压并连接驱动电路208的输入端,第二误差放大器202的输出端连接第二比较器210的同相输入端,第二比较器210输出的第三控制信号Vcd3作为第三功率开关管Q3的控制电压并连接驱动电路208的输入端,第二比较器210的输出端连接第二反相器212的输入端,第二反相器212输出的第四控制信号Vcd4作为第四功率开关管Q4的控制电压并连接驱动电路208的输入端,第一比较器209的反相输入端与第二比较器210的反相输入端均连接三角波产生电路203的输出端;驱动电路208对应输出第一功率开关管Q1的驱动电压Vd1、第二功率开关管Q2的驱动电压Vd2、第三功率开关管Q3的驱动电压Vd3和第四功率开关管Q4的驱动电压Vd4;电压置位电路205包括第一二极管D21、第二二极管D22、第一电阻R21、第二电阻R22和电容C21,第一二极管D21的阳极连接第一比较器209的输出端,第一二极管D21的阴极连接第一电阻R21的一端,第一电阻R21的另一端分别连接电容C21的一端、第二电阻R22的一端和第二二极管D22的阳极,电容C21的另一端连接第二电阻R22的另一端并接地,第二二极管D22的阴极连接第二误差放大器202的输出端。
本控制电路的关键在于电压置位电路205,电压置位电路205中第一二极管D21和第一电阻R21的作用在于防止电容C21上的电压对第一控制信号Vcd1产生影响,第一控制信号Vcd1为具有一定幅值的脉宽调制电压信号,第二二极管D22和第二电阻R22的作用在于当电容C21上的电压降低到小于第二控制电压Vc2时,防止该电压对第二控制电压Vc2产生影响。
所述的级联型升降压变换器控制电路的控制方法为:输出电压采样电路206中的第一分压电阻R23和第二分压电阻R24通过对输出电压Vo进行分压采样得到反馈电压Vfb,第一误差放大器201和第二误差放大器202根据反馈电压Vfb和参考电压Vref之间的误差分别对应输出第一控制电压Vc1和第二控制电压Vc2,反馈电压Vfb与输出电压Vo成正比;第一控制电压Vc1与三角波电压Vtri比较得到的第一控制信号Vcd1和第二控制信号Vcd2通过驱动电路208控制第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2动作:当第一控制电压Vc1大于三角波电压Vtri时,第一控制信号Vcd1为正电压,第二控制信号Vcd2为零,第一功率开关管Q1导通,第二功率开关管Q2关断,当第一控制电压Vc1小于三角波电压Vtri时,第一控制信号Vcd1为零,第二控制信号Vcd2为正电压,第一功率开关管Q1关断,第二功率开关管Q2导通,第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2互补导通;第一控制信号Vcd1通过电压置位电路205置位第二控制电压Vc2;第二控制电压Vc2与三角波电压Vtri比较得到的第三控制信号Vcd3和第四控制信号Vcd4通过驱动电路208控制第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4动作:当第二控制电压Vc2大于三角波电压Vtri时,第三控制信号Vcd3为正电压,第四控制信号Vcd4为零,第三功率开关管Q3导通,第四功率开关管Q4关断,当第二控制电压Vc2小于三角波电压Vtri时,第三控制 信号Vcd3为零,第四控制信号Vcd4为正电压,第三功率开关管Q3关断,第四功率开关管Q4导通,第三功率开关管Q3与第四功率开关管Q4互补导通。
所述电压置位电路205的输入端除了可以连接作为第一功率开关管Q1控制电压的第一控制信号Vcd1外还可以连接第一功率开关管Q1的驱动电压Vd1,第一电阻R21与第一电阻R21的位置可以互换。
本发明控制电路的具体工作原理如下:
当直流电源Vin电压小于输出电压Vo时,第一电压误差放大器201输出的第一控制电压Vc1大于三角波电压Vtri的最小值,从而控制第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2动作,第一控制信号Vcd1在一个开关周期内的平均值大于零,通过电压置位电路205使第二控制电压Vc2在一个开关周期内的最小值大于等于三角波电压Vtri的最大值,从而控制第三功率开关管Q3一直导通,第四功率开关管Q4一直关断,变换器工作于升压模式,在该模式下,第一误差放大器201起调节作用而第二误差放大器202不起调节作用;当直流电源Vin电压大于或者等于输出电压Vo时,第一误差放大器201输出的第一控制电压Vc1小于三角波电压Vtri的最小值,第一控制信号Vcd1始终等于零,从而控制第一功率开关管Q1一直关断,第二功率开关管Q2一直导通,电压置位电路205不起作用,对第二控制电压Vc2没有影响,第二误差放大器202输出的第二控制电压Vc2小于等于三角波电压Vtri的最大值,第二控制电压Vc2与三角波电压Vtri比较得到的第三控制信号Vcd3和第四控制信号Vcd4分别控制第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4动作,变换器工作于降压模式,在该模式下,第二误差放大器202起调节作用而第一误差放大器201不起调节作用。