CN113328669A - 高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法 - Google Patents
高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提出一种高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其利用转子偏心时空间对称绕组电感差异的特征，在电机绕组中注入高频旋转电流，引起对称绕组的高频电压差异，选取负的单位正弦函数信号与高频电压差异进行相乘，经过低通滤波器提取出高频电压差异的直流分量，将该直流分量分解至两相静止坐标系中，通过转子偏心程度与高频电压差异幅值之间的关系，观测出实际转子径向位移。将观测的转子径向位移反馈至悬浮控制闭环即可实现电机在零速和低速情况下的稳定悬浮。本发明无需径向位移传感器，依靠电机本身绕组的高频电压差异即可实现转子在零速和低速情况下的悬浮控制，有效降低电机运行成本，提高电机集成度和控制可靠性。
Description
技术领域
本发明属于无轴承磁通切换电机控制技术领域，尤其涉及一种高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法。
背景技术
定子永磁型磁通切换电机永磁体仅放置于定子侧，转子仅由硅钢片堆叠而成，无永磁体和绕组，可以有效避免永磁体因温升导致的退磁风险，具有转矩密度高、工作效率高、转子运行鲁棒性强、适宜高速运行等优点。但由于电机转子采用机械轴承支撑，机械摩擦限制了转子转速的提高，并且轴承润滑会导致污染等问题。
为了克服机械轴承支撑带来的不利问题，将无轴承技术引入该电机中，从而构成无轴承磁通切换电机。为了实现转子径向悬浮，需要通过定子绕组产生定子电流调制定子和转子之间的气隙磁场，用来打破气隙中的平衡磁场，从而产生满足转子径向悬浮的悬浮力。为了产生转子悬浮力，同时又能借用原有的三相绕组线圈，把原有的三相绕组拆分为对称六相绕组，利用空间对称绕组中流过同方向的悬浮电流分量，产生满足转子悬浮需要的悬浮力，从而构成六相单绕组无轴承磁通切换电机。该方法有利于电机输出转矩能力的充分发挥。
在无轴承磁通切换电机运行过程中，对径向位移的准确检测是电机稳定运行的关键环节，通常在电机端部安装机械传感器获得转子切向位置和径向位移信号，再将两种信号用于控制电机旋转和悬浮。但是在电机中安装机械传感器阻碍了电机可靠性运行和集成化发展，限制了临界转速的提高，增加了***制造成本。
发明内容
针对现有技术存在的缺陷和不足，本发明提出一种高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，以解决电机在无转子径向位移传感器情况下转子径向位移估计及其控制问题。其利用转子偏心时空间对称绕组电感差异的特征，在电机绕组中注入高频旋转电流，引起对称绕组的高频电压差异，选取负的单位正弦函数信号与高频电压差异进行相乘，经过低通滤波器提取出高频电压差异的直流分量，将该直流分量分解至两相静止坐标系中，通过转子偏心程度与高频电压差异幅值之间的关系，观测出实际转子径向位移。将观测的转子径向位移反馈至悬浮控制闭环即可实现电机在零速和低速情况下的稳定悬浮。本发明无需径向位移传感器，依靠电机本身绕组的高频电压差异即可实现转子在零速和低速情况下的悬浮控制，有效降低电机运行成本，提高电机集成度和控制可靠性。
本发明具体采用以下技术方案：
一种高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于：
利用转子偏心时空间对称绕组电感差异的特征，在电机绕组中注入高频旋转电流，引起对称绕组的高频电压差异，选取负的单位正弦函数信号与高频电压差异进行相乘，经过低通滤波器提取出高频电压差异的直流分量，将该直流分量分解至两相静止坐标系中，通过转子偏心程度与高频电压差异幅值之间的关系，观测出实际转子径向位移。
进一步地，将观测的转子径向位移反馈至悬浮控制闭环以实现电机在零速和低速情况下的稳定悬浮。
进一步地，包括以下步骤：
步骤S1：获取六相定子电流iA～iF，时间t，设置注入高频电流信号频率ωh，计算高频信号角度θh：
θh＝ωh·t；
步骤S2：利用步骤S1得到的高频信号角度θh计算αT轴高频旋转电流信号iαTh和βT轴高频旋转电流信号iβTh：
其中，Im为注入高频电流信号幅值；
步骤S3：利用步骤S2得到的αT轴高频旋转电流信号iαTh和βT轴高频旋转电流信号iβTh，结合转矩平面基波电流给定
和
计算转矩平面电流给定
和
步骤S4：利用步骤S3得到的转矩平面电流给定
和
结合悬浮平面电流给定
和
零序电流给定io1 *和io2 *，计算六相定子电流给定
其中，io1 *＝0，io2 *＝0；
步骤S5：将利用步骤S4得到的六相电流给定
与六相定子电流iA～iF通过电流闭环控制器得到逆变器开关信号SA～SF，以实现在电机运行时向电机绕组中注入高频电流信号iαTh和iβTh；
步骤S6：检测A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF；
步骤S7：通过加法器得到空间对称绕组AD相电压之和uAD，CF相电压之和uCF，再经过中心频率为ωh的带通滤波器得到角频率为ωh的空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh：
其中，BPF(·)表示带通滤波器；
步骤S8：将利用步骤S7得到的空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh乘以单位正弦信号s1＝-sin(ωht)和s2＝-sin(ωht-120°)，得到空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh：
步骤S9：将利用步骤S8得到的空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh分别通过截止频率为0.2ωh的低通滤波器得到空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh：
其中，LPF(·)表示低通滤波器；
步骤S10：利用步骤S9得到的空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh分解至两相静止坐标系中，得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh：
步骤S11：根据转子在x方向的位移和y方向的位移通过转子偏心距离e和转子偏心角度φ表示为x＝e·cosφ，y＝e·sinφ，得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh与x和y的关系为：
其中，
其中，M为偏差自电感，a和b为电感系数。
进一步地，在步骤S3中，转矩平面基波电流给定
和
由给定转速n*与实际转速n之间的误差、相绕组电流，根据转矩控制算法，通过转矩平面基波电流给定计算环节得到。
进一步地，在步骤S4中，悬浮平面电流给定
和
由给定转子偏心x*与观测转子偏心x之间的误差、给定转子偏心y*与观测转子偏心y之间的误差，根据悬浮力控制算法，通过悬浮平面电流给定计算环节得到。
进一步地，在步骤S1中，采用电流传感器及AD转换通道，检测出定子绕组电流iA～iF。
进一步地，步骤S11中，偏差自电感M，电感系数a和b通过有限元仿真计算得到，具体包括以下步骤：
步骤S11-1：在A相绕组中通入单位正向电流，计算转子无偏心情况下的A相绕组自电感L0，然后设置转子向φ＝45°方向偏心0.1mm，得到偏差自电感M为：
M＝(Le-L0)×104
其中，Le为转子向φ＝45°方向偏心0.1mm时的A相绕组自电感；
步骤S11-2：在A相绕组中通入单位正向电流，A1线圈耦合的磁链为lA1，A2线圈耦合的磁链为lA2，并且lA1＝lA2，lA1+lA2＝L0；与A1线圈相差30°的线圈耦合的磁链为la，与A1线圈相差60°的线圈耦合的磁链为lb，与A1线圈相差90°的线圈耦合的磁链为lc，计算电感系数a，b和c为：
一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可以在处理器上运行的计算机程序，其特征在于：所述处理器执行计算机程序时实现如上所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法采用的步骤。
与现有技术相比，本发明及其优选方案有以下有益效果：
1、本发明采用估计的转子径向位移代替径向位移传感器获取的采样值，降低了无轴承电机制造及其控制运行成本，提高了控制***可靠性，提高了电机***集成度；
2、本发明没有采用轴向支撑架及基准环，可以缩短电机轴向长度，减轻电机重量，简化电机结构；
3、本发明采用远高于转矩和悬浮控制电流频率的高频旋转电流注入，可以有效地在电机零速和低转速工况下准确估计转子径向位移；
4、本发明在转矩平面静止坐标系注入高频旋转电流信号，避免了转子位移估计过程对转子悬浮控制的不利影响。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
图1为本发明实施例的方法原理示意图。
图2为本发明实施例的六相单绕组无轴承磁通切换电机横截面示意图。
图3为本发明实施例的驱动***硬件结构示意图。
图4为本发明实施例的转矩控制坐标系定义示意图。
图5为本发明实施例的悬浮控制坐标系定义示意图。
图6为本发明实施例的电感系数定义示意图。
具体实施方式
为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，作详细说明如下：
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
如图1所示，本实施例提供了一种高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，具体包括以下步骤：
步骤S1：获取六相定子电流iA～iF，时间t，设置注入高频电流信号频率ωh，计算高频信号角度θh：
θh＝ωh·t
步骤S2：利用步骤S1得到的高频信号角度θh计算αT轴高频旋转电流信号iαTh和βT轴高频旋转电流信号iβTh：
其中，Im为注入高频电流信号幅值。
步骤S3：利用步骤S2得到的αT轴高频旋转电流信号iαTh和βT轴高频旋转电流信号iβTh，转矩平面基波电流给定
和
计算转矩平面电流给定
和
步骤S4：利用步骤S3得到的转矩平面电流给定
和
悬浮平面电流给定
和
零序电流给定io1 *和io2 *，计算六相定子电流给定
其中，io1 *＝0，io2 *＝0。
步骤S5：将利用步骤S4得到的六相电流给定
与六相定子电流iA～iF通过电流闭环控制器得到逆变器开关信号SA～SF，从而实现在电机运行时向电机绕组中注入高频电流信号iαTh和iβTh。其中电流闭环控制器可以采用熟知的滞环比较器或PID控制器构成。
步骤S6：检测A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF。
步骤S7：通过加法器得到空间对称绕组AD相电压之和uAD，CF相电压之和uCF，再经过中心频率为ωh的带通滤波器得到角频率为ωh的空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh：
其中，BPF(·)表示带通滤波器。
步骤S8：将利用步骤S7得到的空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh乘以单位正弦信号s1＝-sin(ωht)和s2＝-sin(ωht-120°)，得到空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh：
步骤S9：将利用步骤S8得到的空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh分别通过截止频率为0.2ωh的低通滤波器得到空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh：
其中，LPF(·)表示低通滤波器。
步骤S10：利用步骤S9得到的空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh分解至两相静止坐标系中，得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh：
步骤S11：根据转子在x方向的位移和y方向的位移通过转子偏心距离e和转子偏心角度φ表示为x＝e·cosφ，y＝e·sinφ，可以得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh与x和y的关系为：
其中，
其中，M为偏差自电感，a和b为电感系数。
在步骤S3中，转矩平面基波电流给定
和
可以由给定转速n*与实际转速n之间的误差、相绕组电流，根据转矩控制算法，通过转矩平面基波电流给定计算环节得到。
在步骤S4中，悬浮平面电流给定
和
可以由给定转子偏心x*与观测转子偏心x之间的误差、给定转子偏心y*与观测转子偏心y之间的误差，根据悬浮力控制算法，通过悬浮平面电流给定计算环节得到。
在步骤S11中，偏差自电感M，电感系数a和b可以通过有限元仿真计算得到，具体包括以下步骤：
步骤S11-1：在A相绕组中通入单位正向电流，计算转子无偏心情况下的A相绕组自电感L0，然后设置转子向φ＝45°方向偏心0.1mm，得到偏差自电感M为：
M＝(Le-L0)×104
其中，Le为转子向φ＝45°方向偏心0.1mm时的A相绕组自电感。
步骤S11-2：在A相绕组中通入单位正向电流，A1线圈耦合的磁链为lA1，A2线圈耦合的磁链为lA2，并且lA1＝lA2，lA1+lA2＝L0。与A1线圈相差30°的线圈耦合的磁链为la，与A1线圈相差60°的线圈耦合的磁链为lb，与A1线圈相差90°的线圈耦合的磁链为lc，计算电感系数a，b和c为：
较佳的，在本实施例中，步骤S1中，可以采用电流传感器及AD转换通道，检测出定子绕组电流iA～iF。
接下来结合图2至图6对本实施例方法的原理进行具体阐述。
图2为本实施例中电机的结构，电机12个U型铁心，每个U型铁心之间夹一个沿切向充磁的永磁体，充磁方向交替相反，转子有10个齿。定子每相绕组串联绕在空间相互垂直的定子齿上，构成6相对称绕组。其中A相和D相绕组空间对称、B相和E相绕组空间对称、C相和F相绕组空间对称。六相绕组轴线空间上互差60°机械角，绕组中同时流过控制电机切向旋转的六相对称转矩电流iAT～iFT和控制转子径向悬浮的六相对称悬浮电流iAS～iFS，同时为保证电机转子产生的悬浮力正比于悬浮电流，令空间对称绕组中流过的悬浮电流大小方向均相等，即iA＝iAT+iAS，iB＝iBT+iBS，iC＝iCT+iCS，iD＝iDT+iDS，iE＝iET+iES，iF＝iFT+iFS；其中iAT＝-iDT，iET＝-iBT，iCT＝-iFT，iAS＝iDS，iES＝iBS，iCS＝iFS。定义XY坐标系，其中X轴线与A1线圈轴线重合。
较佳的，本实施例的驱动***硬件结构如图3所示。包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、六相绕组电流采集电路、六相绕组电压采样电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。其中六相逆变器直流母线电压也可以采用合适的直流电源提供。六相逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动***成本。六相绕组电压采样电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。电流检测、端电压采样电路输出的弱电信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的转子径向偏移观测方法观测出转子径向偏移x、y，再根据观测的转子径向位移、定子电流，由转子径向悬浮及切向旋转控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。
本实施例方法的基本原理如下：
定义如下转矩控制和悬浮控制坐标系。如图4为转矩控制坐标系定义，A相和D相绕组空间对称、B相和E相绕组空间对称、C相和F相绕组空间对称。六相绕组轴线空间上互差60°机械角。绕组中同时流过控制电机切向旋转的六相对称转矩电流iAT～iFT，其中iAT＝-iDT，iET＝-iBT，iCT＝-iFT。利用恒功率矩阵将电机A-F自然坐标系定子电流变化到静止直角坐标系αTβT，转矩电流在αTβT坐标系的投影为iαT、iβT，再将转矩电流由静止直角坐标系αTβT变化到dq旋转坐标系中，转矩电流在dTqT坐标系的投影idT和iqT。其中，T6恒功率矩阵为：
令空间对称绕组中流过的悬浮电流iAS～iFS大小方向均相等，即iAS＝iDS，iES＝iBS，iCS＝iFS。由图1可知，A相绕组轴线处于转子齿中心线逆时针超前A1线圈9°机械角，根据xy方向磁拉力分析可知转子将受到在空间近似45°方向悬浮力，由此建立悬浮控制坐标系定义，如图5所示。XY为水平-垂直直角坐标系，X轴与图1中A1线圈轴线方向重合，与A相绕组轴线相差9°机械角，与转矩控制坐标系定义类似的，建立静止直角坐标系αSβS，悬浮电流在αSβS坐标系的投影为iαS、iβS。
如图6为电感系数定义示意图，在A相绕组中通入单位正向电流，计算转子无偏心情况下的A相绕组自电感L0，然后设置转子向φ＝45°方向偏心0.1mm，得到偏差自电感M为：
M＝(Le-L0)×104 (2)
其中，Le为转子向φ＝45°方向偏心0.1mm时的A相绕组自电感。
在A相绕组中通入单位正向电流，A1线圈耦合的磁链为lA1，A2线圈耦合的磁链为lA2，并且lA1＝lA2，lA1+lA2＝L0。与A1线圈相差30°的线圈耦合的磁链为la，与A1线圈相差60°的线圈耦合的磁链为lb，，与A1线圈相差90°的线圈耦合的磁链为lc，计算电感系数a，b和c为：
设置注入高频电流信号频率ωh，获取六相定子电流iA～iF，时间t，计算高频信号角度θh：
θh＝ωh·t (4)
在电机转矩平面静止坐标系αT轴注入高频旋转电流信号iαTh，βT轴注入高频旋转电流信号iβTh：
其中，Im为注入高频电流信号幅值。
注入到电机绕组中的六相高频电流给定为iAh～iFh：
A相绕组产生的角频率为ωh的高频电压为：
其中，MkA，k＝B～F为B～F相绕组与A相绕组间的互电感,LA为A相绕组自电感。
D相绕组产生的角频率为ωh的高频电压为：
其中，MkD，k＝A～C,E,F为A～C,E,F相绕组与D相绕组间的互电感,LD为D相绕组自电感。
C相绕组产生的角频率为ωh的高频电压为：
其中，MkC，k＝A,B,D～F为A,B,D～F相绕组与C相绕组间的互电感,LC为C相绕组自电感。
F相绕组产生的角频率为ωh的高频电压为：
其中，MkF，k＝A～E为A～E相绕组与F相绕组间的互电感,LF为F相绕组自电感。
根据式(7)-(10)，空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh：
其中，
其中，M为偏差自电感，e为转子偏心距离，φ为转子偏心角度。
将空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh乘以单位正弦信号s1和s2，得到空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh：
将空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh分别通过低通滤波器得到空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh：
将空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh分解至两相静止坐标系中，得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh：
根据转子在x方向的位移和y方向的位移通过转子偏心距离e和转子偏心角度φ表示为x＝e·cosφ，y＝e·sinφ，可以得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh与x和y的关系为：
由此，可以得到通过在转矩平面静止坐标系中注入高频旋转电流，采集空间对称的A相、D相，C相和F相电压，实现高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法。
综上，本实施例为了得到估计的转子径向位移代替径向位移传感器获取的采样值，采用远高于转矩和悬浮控制电流频率的高频电流，在转矩平面静止坐标系注入高频旋转电流信号，通过转子径向位移与空间对称绕组的高频电压差异之间的关系，可以有效地在电机零速和低转速工况下准确估计转子径向位移，降低了无轴承电机制造及其控制运行成本，提高了控制***可靠性，提高了电机***集成度。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、***、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(***)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容,依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。
本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。
Claims (8)
1.一种高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于：
利用转子偏心时空间对称绕组电感差异的特征，在电机绕组中注入高频旋转电流，引起对称绕组的高频电压差异，选取负的单位正弦函数信号与高频电压差异进行相乘，经过低通滤波器提取出高频电压差异的直流分量，将该直流分量分解至两相静止坐标系中，通过转子偏心程度与高频电压差异幅值之间的关系，观测出实际转子径向位移。
2.根据权利要求1所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于：
将观测的转子径向位移反馈至悬浮控制闭环以实现电机在零速和低速情况下的稳定悬浮。
3.根据权利要求1所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1：获取六相定子电流iA～iF，时间t，设置注入高频电流信号频率ωh，计算高频信号角度θh：
θh＝ωh·t；
步骤S2：利用步骤S1得到的高频信号角度θh计算αT轴高频旋转电流信号iαTh和βT轴高频旋转电流信号iβTh：
其中，Im为注入高频电流信号幅值；
步骤S3：利用步骤S2得到的αT轴高频旋转电流信号iαTh和βT轴高频旋转电流信号iβTh，结合转矩平面基波电流给定
和
计算转矩平面电流给定
和
步骤S4：利用步骤S3得到的转矩平面电流给定
和
结合悬浮平面电流给定
和
零序电流给定io1 *和
计算六相定子电流给定
其中，io1 *＝0，io2 *＝0；
步骤S5：将利用步骤S4得到的六相电流给定
与六相定子电流iA～iF通过电流闭环控制器得到逆变器开关信号SA～SF，以实现在电机运行时向电机绕组中注入高频电流信号iαTh和iβTh；
步骤S6：检测A、D、C、F相绕组端电压uA、uD、uC、uF；
步骤S7：通过加法器得到空间对称绕组AD相电压之和uAD，CF相电压之和uCF，再经过中心频率为ωh的带通滤波器得到角频率为ωh的空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh：
其中，BPF(·)表示带通滤波器；
步骤S8：将利用步骤S7得到的空间对称绕组AD相高频电压之和uADh，CF相高频电压之和uCFh乘以单位正弦信号s1＝-sin(ωht)和s2＝-sin(ωht-120°)，得到空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh：
步骤S9：将利用步骤S8得到的空间对称绕组AD相高频电压之和的两倍频分量ueADh，CF相高频电压之和的两倍频分量ueCFh分别通过截止频率为0.2ωh的低通滤波器得到空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh：
其中，LPF(·)表示低通滤波器；
步骤S10：利用步骤S9得到的空间对称绕组AD相高频电压之和的直流分量uLADh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量uLCFh分解至两相静止坐标系中，得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh：
步骤S11：根据转子在x方向的位移和y方向的位移通过转子偏心距离e和转子偏心角度φ表示为x＝e·cosφ，y＝e·sinφ，得到α轴高频电压分量uLαh和β轴高频电压分量uLβh与x和y的关系为：
其中，
其中，M为偏差自电感，a和b为电感系数。
4.根据权利要求3所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于:
在步骤S3中，转矩平面基波电流给定
和
由给定转速n*与实际转速n之间的误差、相绕组电流，根据转矩控制算法，通过转矩平面基波电流给定计算环节得到。
5.根据权利要求3所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于:
在步骤S4中，悬浮平面电流给定
和
由给定转子偏心x*与观测转子偏心x之间的误差、给定转子偏心y*与观测转子偏心y之间的误差，根据悬浮力控制算法，通过悬浮平面电流给定计算环节得到。
6.根据权利要求3所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于:
在步骤S1中，采用电流传感器及AD转换通道，检测出定子绕组电流iA～iF。
7.根据权利要求3所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，其特征在于:
步骤S11中，偏差自电感M，电感系数a和b通过有限元仿真计算得到，具体包括以下步骤：
步骤S11-1：在A相绕组中通入单位正向电流，计算转子无偏心情况下的A相绕组自电感L0，然后设置转子向φ＝45°方向偏心0.1mm，得到偏差自电感M为：
M＝(Le-L0)×104
其中，Le为转子向φ＝45°方向偏心0.1mm时的A相绕组自电感；
步骤S11-2：在A相绕组中通入单位正向电流，A1线圈耦合的磁链为lA1，A2线圈耦合的磁链为lA2，并且lA1＝lA2，lA1+lA2＝L0；与A1线圈相差30°的线圈耦合的磁链为la，与A1线圈相差60°的线圈耦合的磁链为lb，与A1线圈相差90°的线圈耦合的磁链为lc，计算电感系数a，b和c为：
8.一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可以在处理器上运行的计算机程序，其特征在于：所述处理器执行计算机程序时实现如权利要求1-7其中任一所述的高频旋转电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法采用的步骤。
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