CN113141121B - 一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法 - Google Patents

一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113141121B
CN113141121B CN202110437779.3A CN202110437779A CN113141121B CN 113141121 B CN113141121 B CN 113141121B CN 202110437779 A CN202110437779 A CN 202110437779A CN 113141121 B CN113141121 B CN 113141121B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
current source
matrix converter
source type
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110437779.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113141121A (zh
Inventor
王政
吴佳丽
徐阳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Priority to CN202110437779.3A priority Critical patent/CN113141121B/zh
Publication of CN113141121A publication Critical patent/CN113141121A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113141121B publication Critical patent/CN113141121B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/225—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode comprising two stages of AC-AC conversion, e.g. having a high frequency intermediate link
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/20—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications using renewable energy

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

本发明公开了一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法，包括：三相交流电网经过LC滤波后，分别与两个电流源型矩阵变换器连接传输电能；高频隔离变压器原边侧输入端与矩阵变换器串联，副边输出端连接不控整流桥，两套电流源型高频隔离矩阵型级联变换器交流侧并联且公用LC滤波器，直流输出侧串联接阻感负载。在该***中，工频交流经三相/单相直接式矩阵变换器变换至高频交流形式，去除直流母线电容，降低***故障率，减少功率变换级数，大大地减小了***体积。本发明的控制技术方案使得矩阵变换器器件开关柔性化，抑制了开关器件高频工作带来的电磁干扰问题，满足海上风力发电、电动汽车充电等工业需求，应用前景广阔。

Description

一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及风力发电领域，具体的是一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法。
背景技术
风能(陆上和海上)是可再生能源发电***中最重要的能源之一，目前随着海上风力发电的不断发展，电能传输***的功率不断变大，相应变换器的尺寸也在不断扩大。传统永磁同步发电机风能***中的工频变压器体积庞大，风能***中传统发电机主要由风机叶轮、三级齿轮箱、同步发电机、双向PWM整流器等部件组成。然而这种***中的传统变压器重量和体积大、功率容量小、功率传输控制性差，且因为其变压器中有坚固的铁芯和铜绕组，维护成本高，造价昂贵，因此不利于风电***的模块化生产和装配。风电***的传输功率不断增大，对电力电子变换器***的要求也越来越高。当功率电路中某一相发生故障时，会影响到其他桥臂的传输，进而影响到整个***的正常运行。基于上述原因，对电力电子变换器的研究已经是近海风力发电高压直流输电***中研究的热点。
级联结构是一种很有前景的海上风电场配置，可以取代昂贵和庞大的海上变电站。基于模块化直接矩阵变换器的级联结构以其大功率输出和动态响应高的特性非常适用于带电流源变换器的高压直流输电***。采用高频隔离变压器代替低频输入变压器，消除了风能转换***中体积大、易损坏的电解电容。因此，可提高***的功率密度、可靠性和传输效率。此外，直接矩阵变换器还可以实现单级功率转换和软开关，进一步降低***的损耗。直接矩阵变换器的模块化设计方便了***的安装和维护，这对海上风电场至关重要，减小成本有助于海上风电场的大规模应用。最后，串联配置消除了海上变电站，并有助于将多个低压风力发电***汇集接入中压电网。可选择合适的功率器件，实现高可靠性、功率因数可控、波形质量高等优点。
高频隔离矩阵型级联变换器的损耗很大一部分来自开关器件的开关损耗，矩阵变换器双向开关的换流软开关技术的应用可以大大降低器件的开关损耗，提高变换器的传输效率。传统的矩阵变换器软开关技术大多是针对电压源型变换器，对于电流源型软开关技术研究不多，采用软开关技术可以有效解决电流源型矩阵变换器损耗大的缺点。控制策略中采用主动阻尼谐波抑制方案，有效抑制级联***中低次谐波，减小***的谐波损耗。
发明内容
为解决上述背景技术中提到的不足，本发明的目的在于提供一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法，本发明通过两个电流源型高频隔离矩阵变换器输入侧并联和输出侧串联，提高了***功率变换容量，增强了***可靠性，减小了***体积；通过应用软开关技术，使电流源型高频隔离矩阵变换器开关损耗降低，提高了***的效率。
本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器，包括三相电网、LC滤波器、第一电流源型矩阵变换器与第二电流源型矩阵变换器、第一漏感与第二漏感、第一高频隔离变压器与第二高频隔离变压器、第一不控整流桥与第二不控整流桥、第一阻感负载与第二阻感负载，所述三相电网与LC滤波器相连；LC滤波器分别与第一电流源型矩阵变换器与第二电流源型矩阵变换器并联连接；第一电流源型矩阵变换器的交流输出侧与第一高频隔离变压器串联，第二电流源型矩阵变换器的交流输出侧与第二高频隔离变压器串联；第一高频隔离变压器副级输出侧与第一不控整流桥串联，第二高频隔离变压器副级输出侧与第二不控整流桥串联，通过磁场传递能量；第一不控整流桥输出端和第二不控整流桥输出端通过第一阻感负载和第二阻感负载串联形成闭合回路。
进一步地，所述电流源型高频隔离矩阵型级联变换器的功率方向和功率大小由第一电流源型矩阵变换器与第二电流源型矩阵变换器的控制模块决定；第一电流源型矩阵变换器和第二电流源型矩阵变换器分别与LC滤波器端口连接并接收三相电网传输的电能；直流侧输出第一阻感负载与第二阻感负载的电流由电流环控制。
进一步地，所述第一电流源型矩阵变换器的控制模块所采用的控制方法包括以下过程：
1)经过三相LC滤波器的三个电容电压Uabc和电网电压Vg经过锁相环得到的电角度θe经过坐标变换得到LC滤波器的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
2)滤波电容电压dq坐标系下的分量Ud和Uq经过低通滤波器得到电容电压的低频分量，电角度θe经过微分后得到电角速度ωe，经过电容电流补偿模块一计算后得到滤波电容的低频电容电流
Figure GDA0003690017660000031
和
Figure GDA0003690017660000032
3)给定负载侧直流母线电流Idc *和实际直流母线电流Idc之间的误差值经过PI控制器得到d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000033
为了实现单位功率因数传输，令无功功率参考值Qref为0，得到q轴电流分量
Figure GDA0003690017660000034
为零；
4)电容电压的dq轴分量经过高通滤波器得到电容电压的高频分量Uhd和Uhq，电容电压高频分量分别乘以虚拟电阻系数kpv1(2.8)和kpv2(2.9)得到虚拟电流的dq轴分量值，所述虚拟电阻系数kpv1(2.8)和kpv2(2.9)值相同，此通过虚拟电阻抑制电路谐波的主动阻尼方案消除***电流的五、七次谐波；
5)d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000041
结合高频电容电压流经虚拟电阻电流的dq分量再补偿上低频电容电流
Figure GDA0003690017660000042
和
Figure GDA0003690017660000043
经过运算得到矩阵变换器输入侧最终电流的给定值，再经过极坐标转换后得到相电流基波峰值I1dc *和相角θα1；
6)相电流基波峰值I1dc *除以直流电流的给定值Idc *得到第一电流源型矩阵变换器的调制比m1i，相角θα1加上锁相环测得的电角度θe得到矩阵变换器开关脉冲相角θ1ω，利用调制比m1i和角度θ1ω以及开关周期Ts生成第一电流源型矩阵变换器的十二路开关脉冲。
进一步地，所述第二电流源型矩阵变换器的控制模块所采用控制方法包括以下过程：
1)经过三相LC滤波器的三个电容电压Uabc和电网电压Vg经过锁相环得到的电角度θe经过坐标变换得到LC滤波器的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
2)滤波电容电压dq坐标系下的分量Ud和Uq经过低通滤波器得到电容电压的低频分量，电角度θe经过微分后得到电角速度ωe，经过电容电流补偿模块二计算后可以得到滤波电容的低频电容电流
Figure GDA0003690017660000044
和
Figure GDA0003690017660000045
3)给定负载侧直流母线电流Idc *和实际直流母线电流Idc之间的误差值经过PI控制器得到d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000046
为了实现单位功率因数传输，令无功功率参考值Qref为0，得到q轴电流分量
Figure GDA0003690017660000047
为零；
4)电容电压的dq轴分量经过高通滤波器得到电容电压的高频分量Uhd和Uhq，电容电压高频分量分别乘以虚拟电阻系数kpv3(2.15)和kpv4(2.16)得到虚拟电流的dq轴分量值，所述虚拟电阻系数kpv3(2.15)、kpv4(2.16)和kpv1(2.8)、kpv2(2.9)的值相同，此通过虚拟电阻抑制电路谐波的主动阻尼方案消除***电流的五、七次谐波；
5)d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000051
结合高频电容电压流经虚拟电阻电流的dq分量再补偿上低频电容电流
Figure GDA0003690017660000052
和
Figure GDA0003690017660000053
经过运算得到矩阵变换器输入侧最终电流的给定值，再经过极坐标转换后得到相电流基波峰值I2dc *和相角θα2；
6)相电流基波峰值I2dc *除以直流电流的给定值Idc *得到第二电流源型矩阵变换器的调制比m2i，相角θα2加上锁相环测得的电角度θe得到矩阵变换器开关脉冲相角θ2ω，利用调制比m2i和角度θ2ω以及开关周期Ts生成第二电流源型矩阵变换器的十二路开关脉冲。
进一步地，所述第一电流源型矩阵变换器和第二电流源型矩阵变换器采用的调制方法包括以下步骤：
一个开关周期内作用于第一电流源型矩阵变换器的三个电流矢量分别为I11，I12，I10，对应第一电流源型矩阵变换器输出电压为U11，U12，U10，通过改变电流矢量作用顺序，使得U11>U12>U10；同理，一个开关周期内作用于第二电流源型矩阵变换器的三个电流矢量分别为I21，I22，I20，对应第二电流源型矩阵变换器输出电压为U21，U22，U20，通过改变电流矢量作用顺序，使得U21>U22>U20；由于第一电流源型矩阵变换器和第二电流源型矩阵变换器并联，在一个开关周期内矩阵变换器输出电压波形一致，工作状态一致，以第一电流源型矩阵变换器的工作状态为例，一个开关周期内软开关具体工作过程如下，
1)状态0：初级侧换流
一个开关周期刚刚开始，第一电流源型矩阵变换器和第二电流源型矩阵变换器对应的电流矢量分别为零矢量I10和零矢量I20，矩阵变换器输出电压降为0；
2)状态1：开关管导通时间
零电流矢量仍然作用，第一高频隔离变压器的原边输入侧电流和副边输出侧电流相等，第一高频隔离变压器初级侧电流流过第一电流源型矩阵变换器的开关管S11、S21和S14、S24，第一高频隔离变压器副级侧整流桥电流流过D1、D4，三相电容给三相电感提供电流路径，这个状态无能量传输，S11和S14零电压导通；
3)状态2：开关管导通时间
第一电流源型矩阵变换器的零矢量I10作用结束，电流矢量I11开始作用，第一不控整流桥的电感输出电流流经二极管D1、D4，根据四步换流，第一电流源型矩阵变换器的开关管S14和S24关闭，因为此时电压uab>0，电流给S16和S26的输出电容充电，第一电流源型矩阵变换器的功率开关管S16和S26零电压导通，此时第一高频隔离变压器的输入侧电压等于uab，能量从电网流出；
4)状态3：开关管导通时间
和状态2的工作状态类似，第一电流源型矩阵变换器的有效电流矢量I11作用结束，电流矢量I12开始作用，第一不控整流桥的电感输出电流流经二极管D1、D4，根据四步换流，第一电流源型矩阵变换器的功率开关管S16和S26关闭，S12和S22零电压导通，此时第一高频隔离变压器的输入侧电压等于uac，能量从电网流出；
5)状态4：不控整流桥的整流换向
在第一电流源型矩阵变换器的协助下第一不控整流桥的整流完成，在t3时刻，第一不控整流桥的二极管D2、D3零电流导通，第一不控整流桥流过电感的电流线性下降，通过D2、D3的电流线性增大，通过D1、D4的电流以相同速率线性减小，换向重叠时间Td选择100ns，在模态结束前，第一不控整流桥电感上的电流换向；
6)状态5：开关管导通时间
换向重叠时间Td结束后，第一电流源型矩阵变换器的功率开关管S12和S22关断，S14和S24零电压导通，第一高频隔离变压器原边输入侧电压降为0，在此模态下不传输直流能量；
7)状态6：开关管导通时间
第一电流源型矩阵变换器电流矢量I12作用结束，零矢量I10开始作用，负载侧直流电流流经第一不控整流桥的二极管D2和D3，同时第一高频隔离变压器输入侧电流流经第一电流源型矩阵变换器的功率开关管S11、S21和S24、S14，LC滤波器中三相电容为三相电感提供电流通道。
本发明的有益效果：
(1)通过电流源型矩阵变换器实现工频交流到高频交流的直接转换，去除了直流电容，降低了变换器故障率减小了功率变换级数，大大提高了***运行的可靠性和功率密度；
(2)采用高频隔离变压器替代了低频输入变压器，减小了***体积；
(3)通过多个直接式矩阵变换器级联结构增大了功率变换器的容量，提高了***的输出电压，有助于中高压直流输电汇集；
(4)矩阵变换器的控制策略可实现单位功率因数运行，软开关技术降低***的损耗，模块化矩阵变换器易安装和维护，降低海上风力发电***的成本。
附图说明
下面结合附图对本发明作进一步的说明。
图1是本发明整体架构图；
图2是本发明两个电流源型矩阵变换器控制方法原理框图；
图3(a)是本发明第一电流源型矩阵变换器电流矢量对应输出电压的示意图(Vab＞Vac)；
图3(b)是本发明第二电流源型矩阵变换器电流矢量对应输出电压的示意图(Vac＞Vab)；
图4是本发明基于空间电流矢量调制方法的两个电流源型矩阵变换器工作模态电流流通路径的示意图，其中图4(a)-图4(f)分别为状态1-状态6工作模态下电流流通路径示意；
图5.1(a)是本发明电流源型矩阵变换器输入电压Vp和输出电压Vs实验波形图；
图5.1(b)是本发明电流源型矩阵变换器输入电压Vp和电流ip实验波形图；
图5.2是本发明电流源型高频隔离矩阵型级联变换器仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器，包括三相电网1.1、LC滤波器1.2、两套矩阵变换器(1.3、1.4)、漏感(1.5、1.6)、高频隔离变压器(1.7、1.8)、两套不控整流桥(1.9、1.10)、以及阻感负载(1.11、1.12)。
所述三相电网1.1与LC滤波器1.2相连；
所述的LC滤波器1.2与第一矩阵变换器1.3和第二矩阵变换器1.4分别并联连接；所述的矩阵变换器(1.3、1.4)分别与高频隔离变压器(1.7、1.8)相连接；所述的高频隔离变压器(1.7、1.8)副边与不控整流桥(1.9、1.10)相连接，通过磁场传递能量；所述的不控整流桥(1.9、1.10)分别与阻感负载1.11和阻感负载1.12相连接；所述的直流输出侧阻感负载1.11和阻感负载1.12相互串联形成闭合回路；
所述的高频隔离变压器输入侧的矩阵变换器1.3和1.4并联；
所述的高频隔离变压器输出侧的直流母线电感1.11和1.12相互串联；
所述的电流源型高频隔离矩阵型级联变换器的功率方向和功率大小由矩阵变换器1.3和1.4的控制模块决定；
所述的直流侧输出阻感负载1.11和1.12的电流由电流环控制。
所述的电流源型矩阵变换器包括第一电流源型矩阵变换器1.3和第二电流源型矩阵变换器1.4，所述的高频隔离变压器包括第一高频隔离变压器1.7和第二高频隔离变压器1.8，所述的整流电路包括第一不控整流桥1.9和第二不控整流桥1.10，其中：
所述的第一电流源型矩阵变换器1.3的交流输出侧与第一高频隔离变压器1.7串联；
所述的第二电流源型矩阵变换器1.4的交流输出侧与第二高频隔离变压器1.8串联；
所述的第一电流源型矩阵变换器1.3的交流输入侧和第二电流源型矩阵变换器1.4交流输入侧并联；
所述的第一高频隔离变压器1.7副级侧输出端与第一不控整流桥1.9串联；
所述的第二高频隔离变压器1.9副级侧输出端与第二不控整流桥1.10串联；
所述的第一不控整流桥1.9输出侧和第二不控整流桥1.10输出侧通过两套阻感负载1.11和1.12串联形成闭合回路；
所述的第一电流源型矩阵变换器1.3和第二电流源型矩阵变换器1.4分别与所述三相LC滤波器1.2端口连接并接收三相电网传输的电能。
如图2、图5.1(a)、图5.1(b)和图5.2所示，所述第一电流源型矩阵变换器1.3的控制策略所采用电流闭环控制方法包括以下步骤：
1)经过三相LC滤波器1.2的三个电容电压Uabc和电网电压Vg经过锁相环得到的电角度θe经过坐标变换2.1得到LC滤波器1.2的电容电压d轴分量U1d和q轴分量U1q；
2)滤波电容电压dq坐标系下的分量Ud和Uq经过低通滤波器2.2得到电容电压的低频分量，电角度θe经过微分2.3后得到电角速度ωe，经过电容电流补偿模块一2.6计算后得到滤波电容的低频电容电流
Figure GDA0003690017660000101
和
Figure GDA0003690017660000102
3)给定负载侧直流母线电流Idc *和实际直流母线电流Idc之间的误差值经过PI控制器2.5得到d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000103
为了实现单位功率因数传输，令无功功率参考值Qref为0，得到q轴电流分量
Figure GDA0003690017660000104
为零；
4)电容电压的dq轴分量经过高通滤波器2.7得到电容电压的高频分量Uhd和Uhq，电容电压高频分量分别乘以虚拟电阻系数kpv1(2.8)、kpv2(2.9)，所述虚拟电阻系数kpv1(2.8)和kpv2(2.9)值相同，得到虚拟电流的dq轴分量值，此通过虚拟电阻抑制电路谐波的主动阻尼方案消除***电流的五、七次谐波；
5)d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000105
结合高频电容电压流经虚拟电阻电流的dq分量再补偿上低频电容电流
Figure GDA0003690017660000106
和
Figure GDA0003690017660000107
经过运算得到矩阵变换器输入侧最终电流的给定值，再经过极坐标2.17转换后得到相电流基波峰值I1dc *和相角θα1；
6)相电流基波峰值I1dc *除以直流电流的给定值Idc *2.18得到第一电流源型矩阵变换器的调制比m1i，相角θα1加上锁相环测得的电角度θe2.19得到矩阵变换器开关脉冲相角θ1ω，利用调制比m1i和角度θ1ω以及开关周期Ts生成第一电流源型矩阵变换器1.3的十二路开关脉冲。
如图2所示，所述第二电流源型矩阵变换器1.4的控制策略所采用直流电流控制方法包括以下步骤：
1)经过三相LC滤波器1.2的三个电容电压Uabc和电网电压Vg经过锁相环得到的电角度θe经过坐标变换2.10得到LC滤波器1.2的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
2)滤波电容电压dq坐标系下的分量Ud和Uq经过低通滤波器2.12得到电容电压的低频分量，电角度θe经过微分2.11后得到电角速度ωe，经过电容电流补偿模块二2.13计算后可以得到滤波电容的低频电容电流
Figure GDA0003690017660000111
和
Figure GDA0003690017660000112
3)给定负载侧直流母线电流Idc *和实际直流母线电流Idc之间的误差值经过PI控制器2.5得到d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000113
为了实现单位功率因数传输，令无功功率参考值Qref为0，得到q轴电流分量
Figure GDA0003690017660000114
为零；
4)电容电压的dq轴分量经过高通滤波器2.14得到电容电压的高频分量Uhd和Uhq，电容电压高频分量分别乘以虚拟电阻系数kpv3(2.15)、kpv4(2.16)得到虚拟电流的dq轴分量值，所述虚拟电阻系数kpv3(2.15)、kpv4(2.16)和kpv1(2.8)、kpv2(2.9)的值相同，此通过虚拟电阻抑制电路谐波的主动阻尼方案消除***电流的五、七次谐波；
5)d轴直流电流分量
Figure GDA0003690017660000115
结合高频电容电压流经虚拟电阻电流的dq分量再补偿上低频电容电流
Figure GDA0003690017660000116
和
Figure GDA0003690017660000117
经过运算得到矩阵变换器输入侧最终电流的给定值，再经过极坐标2.20转换后得到相电流基波峰值I2dc *和相角θα2；
6)相电流基波峰值I2dc *除以直流电流的给定值Idc *2.21得到第二电流源型矩阵变换器的调制比m2i，相角θα2加上锁相环测得的电角度θe 2.22得到矩阵变换器开关脉冲相角θ2ω，利用调制比m2i和角度θ2ω以及开关周期Ts生成第二电流源型矩阵变换器1.4的十二路开关脉冲。
所述矩阵变换器1.3和1.4的空间矢量调制方法包括以下步骤：
为了简化分析，一个开关周期内作用于第一电流源型矩阵变换器1.3的三个电流矢量分别为I11，I12，I10，对应第一电流源型矩阵变换器1.3输出电压为U11，U12，U10，通过改变电流矢量作用顺序，使得U11>U12>U10；同理，一个开关周期内作用于第二电流源型矩阵变换器1.4的三个电流矢量分别为I21，I22，I20，对应第二电流源型矩阵变换器1.4输出电压为U21，U22，U20，通过改变电流矢量作用顺序，使得U21>U22>U20；由于第一电流源型矩阵变换器1.3和第二电流源型矩阵变换器1.4并联，在一个开关周期内矩阵变换器输出电压波形一致，工作状态一致，以第一电流源型矩阵变换器1.3的工作状态为例，一个开关周期内软开关具体工作过程如下，不妨假设第一电流源型矩阵变换器1.3工作在第一扇区，此时第二电流源型矩阵变换器1.4也工作在第一扇区。
如图3(a)、(b)和图4(浅色代表断开，深色代表导通)所示：
1)状态0：初级侧换流(t0)
一个开关周期刚刚开始，第一电流源型矩阵变换器1.3和第二电流源型矩阵变换器1.4所对应的电流矢量分别为零矢量I10和零矢量I20，矩阵变换器输出电压降为0；
2)状态1(3.1)：开关管导通时间(t0-t1)
零电流矢量仍然作用，第一高频隔离变压器1.7的原边输入侧电流和副边输出侧电流相等，第一高频隔离变压器1.7初级侧电流流过第一电流源型矩阵变换器1.3的开关管S11、S21和S14、S24，第一高频隔离变压器1.7副级侧整流桥电流流过D1、D4，三相电容给三相电感提供电流路径，这个状态无能量传输，S11和S14零电压导通；
3)状态2(3.2)：开关管导通时间(t1-t2)
第一电流源型矩阵变换器1.3的零矢量I10作用结束，电流矢量I11开始作用，第一不控整流桥1.9的电感输出电流流经二极管D1、D4，根据四步换流，第一电流源型矩阵变换器1.3的开关管S14和S24关闭，因为此时电压uab>0，电流给S16和S26的输出电容充电，矩阵变换器功率开关管S16和S26零电压导通，此时第一高频隔离变压器1.7的输入侧电压等于uab，能量从电网流出；
4)状态3(3.3)：开关管导通时间(t2-t3)
和状态2的工作状态类似，第一电流源型矩阵变换器1.3的有效电流矢量I11作用结束，电流矢量I12开始作用，第一不控整流桥1.9的电感输出电流流经二极管D1、D4，根据四步换流，第一电流源型矩阵变换器1.3的开关管S16和S26关闭，S12和S22零电压导通，此时第一高频隔离变压器1.7的输入侧电压等于uac，能量从电网流出；
5)状态4(3.4)：不控整流桥的整流换向(t3-t4)
在第一电流源型矩阵变换器1.3的协助下第一不控整流桥1.9的整流完成，在t3时刻，第一不控整流桥1.9的二极管D2、D3零电流导通。第一不控整流桥1.9流过电感的电流线性下降，通过D2、D3的电流线性增大，通过D1、D4的电流以相同速率线性减小，本文中换向重叠时间Td选择100ns，在模态结束前，第一不控整流桥1.9电感上的电流换向；
6)状态5(3.5)：开关管导通时间(t4-t5)
换向重叠时间Td结束后，第一电流源型矩阵变换器1.3的功率开关管S12和S22关断，S14和S24零电压导通，第一高频隔离变压器1.7原边输入侧电压降为0，在此模态下不传输直流能量；
7)状态6(3.6)：开关管导通时间(t5-t6)
第一电流源型矩阵变换器1.3电流矢量I12作用结束，零矢量I10开始作用，负载侧直流电流流经第一不控整流桥1.9的二极管D2和D3，同时第一高频隔离变压器1.7输入侧电流流经第一电流源型矩阵变换器1.3的功率开关管S11、S21和S24、S14，LC滤波器1.2中三相电容为三相电感提供电流通道。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (4)

1.一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器，包括三相电网(1.1)、LC滤波器(1.2)、第一电流源型矩阵变换器(1.3)与第二电流源型矩阵变换器(1.4)、第一漏感(1.5)与第二漏感(1.6)、第一高频隔离变压器(1.7)与第二高频隔离变压器(1.8)、第一不控整流桥(1.9)与第二不控整流桥(1.10)、第一阻感负载(1.11)与第二阻感负载(1.12)，其特征在于，所述三相电网(1.1)与LC滤波器(1.2)的输入端相连；第一电流源型矩阵变换器(1.3)与第二电流源型矩阵变换器(1.4)的输入端并联连接至LC滤波器(1.2)的输出端；第一电流源型矩阵变换器(1.3)的交流输出侧通过第一漏感(1.5)与第一高频隔离变压器(1.7)的原边侧串联，第二电流源型矩阵变换器(1.4)的交流输出侧通过第二漏感(1.6)与第二高频隔离变压器(1.8)的原边侧串联；第一高频隔离变压器(1.7)副边输出侧与第一不控整流桥(1.9)输入端串联，第二高频隔离变压器(1.8)副边输出侧与第二不控整流桥(1.10)输入端串联，通过磁场传递能量；第一不控整流桥(1.9)输出端和第二不控整流桥(1.10)输出端通过第一阻感负载(1.11)和第二阻感负载(1.12)串联形成闭合回路；
所述第一电流源型矩阵变换器(1.3)和第二电流源型矩阵变换器(1.4)采用的调制方法包括以下步骤：
一个开关周期内作用于第一电流源型矩阵变换器(1.3)的三个电流矢量分别为I11，I12，I10，对应第一电流源型矩阵变换器(1.3)输出电压为U11，U12，U10，通过改变电流矢量作用顺序，使得U11>U12>U10；同理，一个开关周期内作用于第二电流源型矩阵变换器(1.4)的三个电流矢量分别为I21，I22，I20，对应第二电流源型矩阵变换器(1.4)输出电压为U21，U22，U20，通过改变电流矢量作用顺序，使得U21>U22>U20；由于第一电流源型矩阵变换器(1.3)和第二电流源型矩阵变换器(1.4)并联，在一个开关周期内矩阵变换器输出电压波形一致，工作状态一致，以第一电流源型矩阵变换器(1.3)的工作状态为例，一个开关周期内软开关具体工作过程如下，
1)状态0：初级侧换流：t0
一个开关周期刚刚开始，第一电流源型矩阵变换器(1.3)和第二电流源型矩阵变换器(1.4)对应的电流矢量分别为零矢量I10和零矢量I20，矩阵变换器输出电压降为0；
2)状态1(3.1)：开关管导通时间：t0-t1
零电流矢量仍然作用，第一高频隔离变压器(1.7)的原边输入侧电流和副边输出侧电流相等，第一高频隔离变压器(1.7)初级侧电流流过第一电流源型矩阵变换器(1.3)的开关管S11、S21和S14、S24，第一高频隔离变压器(1.7)副级侧整流桥电流流过D1、D4，三相电容给三相电感提供电流路径，这个状态无能量传输，S11和S14零电压导通；
3)状态2(3.2)：开关管导通时间：t1-t2
第一电流源型矩阵变换器(1.3)的零矢量I10作用结束，电流矢量I11开始作用，第一不控整流桥(1.9)的电感输出电流流经二极管D1、D4，根据四步换流，第一电流源型矩阵变换器(1.3)的开关管S14和S24关闭，因为此时电压uab>0，电流给S16和S26的输出电容充电，第一电流源型矩阵变换器(1.3)的功率开关管S16和S26零电压导通，此时第一高频隔离变压器(1.7)的输入侧电压等于uab，能量从电网流出；
4)状态3(3.3)：开关管导通时间：t2-t3
和状态2的工作状态类似，第一电流源型矩阵变换器(1.3)的有效电流矢量I11作用结束，电流矢量I12开始作用，第一不控整流桥(1.9)的电感输出电流流经二极管D1、D4，根据四步换流，第一电流源型矩阵变换器(1.3)的功率开关管S16和S26关闭，S12和S22零电压导通，此时第一高频隔离变压器(1.7)的输入侧电压等于uac，能量从电网流出；
5)状态4(3.4)：不控整流桥的整流换向：t3-t4
在第一电流源型矩阵变换器(1.3)的协助下第一不控整流桥(1.9)的整流完成，在t3时刻，第一不控整流桥(1.9)的二极管D2、D3零电流导通，第一不控整流桥(1.9)流过电感的电流线性下降，通过D2、D3的电流线性增大，通过D1、D4的电流以相同速率线性减小，换向重叠时间Td选择100ns，在模态结束前，第一不控整流桥(1.9)电感上的电流换向；
6)状态5(3.5)：开关管导通时间：t4-t5
换向重叠时间Td结束后，第一电流源型矩阵变换器(1.3)的功率开关管S12和S22关断，S14和S24零电压导通，第一高频隔离变压器(1.7)原边输入侧电压降为0，在此模态下不传输直流能量；
7)状态6(3.6)：开关管导通时间：t5-t6
第一电流源型矩阵变换器(1.3)电流矢量I12作用结束，零矢量I10开始作用，负载侧直流电流流经第一不控整流桥(1.9)的二极管D2和D3，同时第一高频隔离变压器(1.7)输入侧电流流经第一电流源型矩阵变换器(1.3)的功率开关管S11、S21和S24、S14，LC滤波器(1.2)中三相电容为三相电感提供电流通道。
2.根据权利要求1所述的一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器，其特征在于，所述电流源型高频隔离矩阵型级联变换器的功率方向和功率大小由第一电流源型矩阵变换器(1.3)与第二电流源型矩阵变换器(1.4)的控制模块决定；第一电流源型矩阵变换器(1.3)和第二电流源型矩阵变换器(1.4)分别与LC滤波器(1.2)端口连接并接收三相电网传输的电能；直流侧输出第一阻感负载(1.11)与第二阻感负载(1.12)的电流由电流环控制。
3.根据权利要求2所述的一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器，其特征在于，所述第一电流源型矩阵变换器(1.3)的控制模块所采用的控制方法包括以下过程：
1)经过三相LC滤波器(1.2)的三个电容电压Uabc和电网电压Vg经过锁相环得到的电角度θe经过坐标变换(2.1)得到LC滤波器(1.2)的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
2)滤波电容电压dq坐标系下的分量Ud和Uq经过低通滤波器(2.2)得到电容电压的低频分量，电角度θe经过微分(2.3)后得到电角速度ωe，经过电容电流补偿模块一(2.6)计算后得到滤波电容的低频电容电流
Figure FDA0003690017650000041
和
Figure FDA0003690017650000042
3)给定负载侧直流母线电流Idc *和实际直流母线电流Idc之间的误差值经过PI控制器(2.5)得到d轴直流电流分量
Figure FDA0003690017650000043
为了实现单位功率因数传输，令无功功率参考值Qref为0，得到q轴电流分量
Figure FDA0003690017650000044
为零；
4)电容电压的dq轴分量经过高通滤波器(2.7)得到电容电压的高频分量Uhd和Uhq，电容电压高频分量分别乘以虚拟电阻系数kpv1(2.8)和kpv2(2.9)得到虚拟电流的dq轴分量值，所述虚拟电阻系数kpv1(2.8)和kpv2(2.9)值相同，此通过虚拟电阻抑制电路谐波的主动阻尼方案消除***电流的五、七次谐波；
5)d轴直流电流分量
Figure FDA0003690017650000045
结合高频电容电压流经虚拟电阻电流的dq分量再补偿上低频电容电流
Figure FDA0003690017650000046
和
Figure FDA0003690017650000047
经过运算得到矩阵变换器输入侧最终电流的给定值，再经过极坐标(2.17)转换后得到相电流基波峰值I1dc *和相角θα1；
6)相电流基波峰值I1dc *除以直流电流的给定值Idc *(2.18)得到第一电流源型矩阵变换器(1.3)的调制比m1i，相角θα1加上锁相环测得的电角度θe(2.19)得到矩阵变换器开关脉冲相角θ1ω，利用调制比m1i和角度θ1ω以及开关周期Ts生成第一电流源型矩阵变换器(1.3)的十二路开关脉冲。
4.根据权利要求2所述的一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器，其特征在于，所述第二电流源型矩阵变换器(1.4)的控制模块所采用控制方法包括以下过程：
1)经过三相LC滤波器(1.2)的三个电容电压Uabc和电网电压Vg经过锁相环得到的电角度θe经过坐标变换(2.10)得到LC滤波器(1.2)的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
2)滤波电容电压dq坐标系下的分量Ud和Uq经过低通滤波器(2.12)得到电容电压的低频分量，电角度θe经过微分(2.11)后得到电角速度ωe，经过电容电流补偿模块二(2.13)计算后可以得到滤波电容的低频电容电流
Figure FDA0003690017650000051
和
Figure FDA0003690017650000052
3)给定负载侧直流母线电流Idc *和实际直流母线电流Idc之间的误差值经过PI控制器(2.5)得到d轴直流电流分量
Figure FDA0003690017650000053
为了实现单位功率因数传输，令无功功率参考值Qref为0，得到q轴电流分量
Figure FDA0003690017650000054
为零；
4)电容电压的dq轴分量经过高通滤波器(2.14)得到电容电压的高频分量Uhd和Uhq，电容电压高频分量分别乘以虚拟电阻系数kpv3(2.15)和kpv4(2.16)得到虚拟电流的dq轴分量值，所述虚拟电阻系数kpv3(2.15)和kpv4(2.16)的值相同，此通过虚拟电阻抑制电路谐波的主动阻尼方案消除***电流的五、七次谐波；
5)d轴直流电流分量
Figure FDA0003690017650000055
结合高频电容电压流经虚拟电阻电流的dq分量再补偿上低频电容电流
Figure FDA0003690017650000056
和
Figure FDA0003690017650000057
经过运算得到矩阵变换器输入侧最终电流的给定值，再经过极坐标(2.20)转换后得到相电流基波峰值I2dc *和相角θα2；
6)相电流基波峰值I2dc *除以直流电流的给定值Idc *(2.21)得到第二电流源型矩阵变换器(1.4)的调制比m2i，相角θα2加上锁相环测得的电角度θe(2.22)得到矩阵变换器开关脉冲相角θ2ω，利用调制比m2i和角度θ2ω以及开关周期Ts生成第二电流源型矩阵变换器(1.4)的十二路开关脉冲。
CN202110437779.3A 2021-04-22 2021-04-22 一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法 Active CN113141121B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110437779.3A CN113141121B (zh) 2021-04-22 2021-04-22 一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110437779.3A CN113141121B (zh) 2021-04-22 2021-04-22 一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113141121A CN113141121A (zh) 2021-07-20
CN113141121B true CN113141121B (zh) 2022-07-26

Family

ID=76813631

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110437779.3A Active CN113141121B (zh) 2021-04-22 2021-04-22 一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113141121B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114785181A (zh) * 2022-04-14 2022-07-22 山东大学 一种高效双向功率变换模块可靠并联控制***及方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106953570B (zh) * 2017-04-25 2018-02-02 南京福致通电气自动化有限公司 基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动***控制方法
CN107612386A (zh) * 2017-09-01 2018-01-19 中国科学院近代物理研究所 电流型精简矩阵变换器及其协调控制方法
CN109039205B (zh) * 2018-08-20 2021-09-21 东南大学 SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动***及方法
CN109768729A (zh) * 2019-03-25 2019-05-17 哈工大（张家口）工业技术研究院 单相高频隔离型可变拓扑ac-dc变换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN113141121A (zh) 2021-07-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101316074B (zh) 风力发电***的背靠背三电平中点箝位变流器
CN203405559U (zh) 电能回馈型电子负载
CN104052079A (zh) 电能回馈型电子负载
CN110611435B (zh) 一种级联型灵活交流链变换器拓扑结构
CN111277159A (zh) 一种模块化三相光伏逆变器及其拓扑***
Zhong et al. Beijing converters: Bridge converters with a capacitor added to reduce leakage currents, DC-bus voltage ripples, and total capacitance required
CN111682787A (zh) 基于隔离变换器模块的单级式三相交直流变换器及方法
Meng et al. Optimal input and output power quality control of single-phase AC–DC–DC converter with significant DC-link voltage ripple
CN116260348B (zh) 一种基于mmc的大容量电解制氢混合整流器及控制方法
CN107017691A (zh) 变电站多台充电机并联运行控制方法
CN107579666B (zh) 基于mmc矩阵变换器的多功能混合型电力电子变压器及控制方法
CN202085085U (zh) 大功率高效用能型高频开关电源
Sahbani et al. Multiphase interleaved bidirectional DC-DC converter for electric vehicles and smart grid applications
Cheng et al. A novel unidirectional three-phase multilevel rectifier composed of star-connected three single-phase topology based on five-level flying capacitor DC–DC converter
CN113141121B (zh) 一种电流源型高频隔离矩阵型级联变换器及控制方法
CN111049201B (zh) 一种交直流电网混合式大功率接口变流器协调控制方法
Wang et al. Research on loss reduction of dual active bridge converter over wide load range for solid state transformer application
CN112350590A (zh) 一种不控整流器谐波补偿电路及控制方法
CN116632902A (zh) 一种基于pwm电流源型变换器的多端口柔性直流输电***
Xiao et al. A novel multistation cooperative negative sequence current compensation method for high-speed railway
CN115064360A (zh) 一种基于立体心式多绕组变压器的混合式电能路由器
CN110048623B (zh) 线电压级联三相二极管高功率因数变换器及其控制策略
CN104836465B (zh) 一种lc串联式三相pwm整流器电流迭代学习控制方法
Wu et al. A novel comprehensive control scheme of modular multilevel converter-based power electronic transformer
CN114337345B (zh) 一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant