KR20170059390A - 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법 - Google Patents
소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법 Download PDFInfo
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Abstract
1차측 권선과 2차측 권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압기, 입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 연결되며, 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하여 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 1차측 회로 및 상기 2차측 권선과 연결되며, 제1 다이오드 내지 제4 다이오드가 마련된 정류 회로, 상기 정류 회로와 연결되는 클램프 커패시터 및 제5 다이오드와, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제5 다이오드 사이에 마련되는 제6 다이오드, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제6 다이오드 사이에 마련되는 부가 스위치로 구성되는 부가 회로 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하여 상기 1차측 회로로부터 상기 변압기를 통해 전달 받은 에너지를 상기 출력 인덕터 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 커패시터로 전달하는 2차측 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터가 개시된다.
Description
본 발명은 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 변압기를 기준으로 1차측에 마련된 스위치 소자들의 소프트 스위칭이 가능한 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것이다.
풀브릿지 dc-dc 컨버터는 전원 공급 장치, 신재생 에너지 시스템, 에너지 저장 시스템 및 전기 차량을 위한 트랙션 시스템 등과 같이 다양한 장치에 적용되고 있다. 이는, 풀브릿지 dc-dc 컨버터가 고출력의 제어가 가능함과 동시에 단순한 토폴로지, 쉬운 제어 및 높은 효율을 달성할 수 있다는 장점을 갖기 때문이다.
특히, 풀브릿지 dc-dc 컨버터 중, 위상 천이 제어 방식을 채용하는 위상 천이 방식의 풀브릿지(PSFB: Phase Shift Full-Bridge) 컨버터가 각광받고 있는데, 전력 스위치들의 소프트 스위칭이 가능하고, 전자기 간섭(EMI: Electromagnetic Interference)을 축소시키며, 전력 밀도 및 효율을 향상시킬 수 있기 때문이다.
구체적으로는, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터는 스위치들의 기생 소자들 및 변압기를 이용함으로써, 스위치 소자에 걸리는 전압이 0 인 경우 턴 온되는 소프트 스위칭을 달성할 수 있다. 따라서, 특히 고출력 장치에서의 스위칭 손실을 상당히 줄일 수 있다.
그러나, 이러한 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 단점으로는, 먼저, 소프트 스위칭 조건은 복잡한 PWM 스위칭 기법에 의해 달성된다는 것이고, 두번째로는 좁은 영전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching) 범위를 가져, 경부하 조건 하에서는 낮은 효율을 갖는다는 것이다. 따라서, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 넓은 영전압 스위칭 범위를 보장하기 위해서는 변압기의 누설 인덕턴스를 증가시켜야 하는데, 이는 유효 듀티를 감소시키고 순환 전류 주기를 증가시켜 결과적으로는 손실을 증가시키게 된다. 이러한 변압기 1차측에서 발생하는 순환 전류는 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 또 다른 단점으로, 전도 손실을 증가시키고 특히 프리휠링(freewheeling) 구간이 지속될 때 효율을 감소시키기 때문이다.
이와 같은, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 단점을 보완하기 위한 다양한 방법이 제안된바 있다.
대표적으로는 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 1차측에 보조 전류 소스를 부가하여 스위치의 출력 커패시턴스를 방전시키기 위한 충분한 유도성 에너지를 저장함으로써 영전압 스위칭 범위를 확장하는 방법이 있다. 여기서, 보조 전류 소스는 변압기와 직렬로 연결되는 외부의 인덕터, 또는, 변압기에 부가되는 자화 인덕턴스로 구현될 수 있다. 그러나 이러한 방식은 부피가 큰 자기 소자들에 의해 달성 가능하여, 컨버터의 듀티 싸이클의 손실, 부피, 제조 비용 및 전도 손실의 증가라는 문제점이 수반된다.
또한, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터에 스너버(snubber)를 채용하여 이차측 트래션트(transient) 과전압 및 순환 전류 문제를 해결하는 방법이 있다. 이는 스너버에 의해 과도 전압을 억제함으로써 2차측 정류 회로를 1차측 및 2차측 프리휠링 회로로부터 분리하여 순환 전류를 감소시키는 방식이다.
예를 들면, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터에 소모(dissipated) RCD 스너버를 채용하여 정류 다이오드들의 전압 링잉(voltage ringing)을 완화시키는 방식이 제안되었으나, 이와 같은 방식은 추가 손실 및 스너버 저항에 의해 발생하는 열로 인한 문제점이 존재한다. 또한, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터에 능동 클램프 스너버를 적용한 방식이 있는데, 이와 같은 방식은 보조 구동 회로 및 추가 인덕터가 필요하여 구현이 복잡하고, 회로를 구현하는 데 필요한 소자의 수가 증가한다는 문제점이 있다. 또한, 결합 인덕터 기반의 커패시터-다이오드-다이오드(CDD) 토폴로지가 제안된바 있다. 이는 순환 전류를 줄일 수 있으며 1차측 래깅 레그(lagging-leg)에 마련된 스위치들의 소프트 스위칭 조건 또한 달성할 수 있으나, 순환 전류가 완전히 제거되지 않으며 1차측 리딩 레그(leading-leg)에 마련된 스위치들의 영전류 스위칭(ZCS) 턴오프가 불가능하다.
이처럼, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 단점을 보완하기 위해 제안된 방법들은 순환 전류만을 완벽히 제거할 수 있는 방법이거나, 추가 회로를 부가하거나 스위칭 기법을 복잡하게 하여 소프트 스위칭 범위를 확장하는 방법이 대부분이다.
한편, 순환 전류 제거 및 1차측 스위치들의 소프트 스위칭 범위의 확장이 모두 가능한 방법으로는 찾아보기 어려우나, 예를 들면, 2차측에 위상 천이 능동 정류 회로를 포함하는 방법이 있다. 이는 2차측 정류 다이오드의 하나의 레그를 능동 스위치로 대체하여 1차측 및 2차측 스위치 간의 위상 천이 제어를 수행함으로써 출력 전압을 제어할 수 있다. 이때, 1차측 스위치들은 일정한 스위칭 주파수에서의 고정 듀티 사이클(50%)에 따라 제어될 수 있다. 이러한 방법을 채용한 풀브릿지 컨버터는 넓은 부하 범위에서의 동작을 위한 턴오프 스너버 커패시터들의 구현이 복잡하다는 단점이 있으며, 적절한 턴오프 스너버 커패시터들이 구현되더라도, 회로의 기생 인덕터와 공진하여 스위치들의 전압 링잉을 발생시키게 된다. 아울러, 실효 정전 용량(effective capacitance) 값을 변화시켜 경부하 조건에서의 영전압 스위칭 범위가 제한된다. 또 다른 예로, 2차측 스위치에 가포화 인덕터(saturable inductor)를 직렬로 연결하여 1차측의 유도성 에너지를 부가함으로써 1차측 스위치들의 영전압 스위칭을 보장하는 방안이 제안되었으나, 장치 별로 적절한 코어를 선택하는 데 어려움이 있으며 회로 구현을 복잡하게 한다는 단점이 있다.
이와 같이, 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 경우, 정류 회로를 제어하고 독립적인 프리휠링 전류 루프를 형성할 수 있도록 2차측 회로에 능동 스위치 및 프리휠링 다이오드를 부가하는 것이 바람직함을 유추할 수 있다. 이와 관련하여 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.
도 1은 2차측 회로에 스위치 및 프리휠링 다이오드가 부가된 풀브릿지 컨버터의 일 예를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 변압기(TR)를 중심으로 스위치 소자들이 마련된 1차측 풀브릿지 회로와, 정류회로, 능동 스위치(Q1) 및 프리휠링 다이오드(Dfwl)이 마련된 2차측 회로로 구성된 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터를 확인할 수 있다. 이러한 도 1에 도시된 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터의 구동방법에 대하여 간략히 설명하면, 2차측 능동 스위치(Q1)는 1차측 스위칭 주파수의 2배로 동작하여 전력을 부하로 전달하며, 그 출력은 2차측 능동 스위치(Q1)의 듀티에 의해 제어될 수 있다. 또한, 1차측 풀브릿지 회로에 마련된 스위치들은 대각선상에 마주보는 스위치끼리 쌍을 이루어 동작하며, 180도의 위상 차를 갖도록 동작함으로써 그 사이의 적은 데드 타임(tdead)에도 불구하고 1차측 회로의 모든 스위치들의 영전압 스위칭 턴온이 가능하다. 이는 변압기(TR)의 자화 인덕턴스에 에너지가 저장되기 때문이다. 이때, 2차측 능동 스위치(Q1)이 1차측 스위치보다 앞서 턴 오프 되는 경우, 1차측 전류를 리셋하여 1차측 스위치들의 영전류 스위칭 턴오프 조건을 만족시킬 수 있다. 아울러, 순환 전류 또한 발생하지 않는데, 1차측 스위치들의 위상 천이가 없기 때문이다.
그러나, 도 1에 도시된 컨버터의 경우, 2차측 능동 스위치(Q1)가 턴 오프되면, 변압기의 누설 인덕턴스(Llk) 및 2차측 회로의 실효 정전 용량(effective capacitance) 간의 공진에 의해 2차측 능동 스위치(Q1) 및 정류 다이오드(D1~D4)에 링잉 전압이 나타나게 된다. 따라서, 이러한 링잉 전압을 완화하기 위한 적절한 턴오프 스너버 회로가 필요하다.
본 발명의 일측면은 2차측 회로에 비소모(non-dissipative) 스너버 역할을 수행하는 CDD 스너버 회로 및 부가 스위치로 이루어지는 부가 회로가 마련된 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법을 제공한다.
본 발명의 일측면은 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터에 관한 것으로, 1차측 권선과 2차측 권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압기, 입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 연결되며, 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하여 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 1차측 회로 및 상기 2차측 권선과 연결되며, 제1 다이오드 내지 제4 다이오드가 마련된 정류 회로, 상기 정류 회로와 연결되는 클램프 커패시터 및 제5 다이오드와, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제5 다이오드 사이에 마련되는 제6 다이오드, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제6 다이오드 사이에 마련되는 부가 스위치로 구성되는 부가 회로 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하여 상기 1차측 회로로부터 상기 변압기를 통해 전달 받은 에너지를 상기 출력 인덕터 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 커패시터로 전달하는 2차측 회로를 포함한다.
한편, 상기 2차측 회로는, 병렬로 연결된 제3 레그 및 제4 레그를 포함하고, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그 상에 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드가 마련되며, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그를 연결하는 출력 전압선은 상기 2차측 권선과 연결되는 상기 정류 회로를 포함할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 클램프 커패시터의 일단 및 상기 제5 다이오드의 캐소드 사이의 접점에 상기 제6 다이오드의 애노드가 연결되고, 상기 클램프 커패시터의 타단 및 상기 제6 다이오드의 캐소드 사이에 마련되는 상기 부가 스위치로 구성되는 상기 부가 회로를 포함할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그의 상측 접점에 상기 클램프 커패시터의 타단 및 상기 부가 스위치의 일단이 접속되고, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그의 하측 접점에 상기 제5 다이오드의 애노드 및 상기 출력 커패시터가 접속될 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 부가 스위치의 타단 및 상기 제6 다이오드의 캐소드가 상기 출력 인덕터의 일단과 연결되고, 상기 출력 인덕터의 타단이 상기 출력 커패시터와 연결될 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 부가 스위치가 턴 오프되면 상기 클램프 커패시터가 충전되고, 상기 부가 스위치가 턴 온되면 상기 클램프 커패시터에 저장된 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전될 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 출력 인덕터의 프리휠링 전류가 흐를 수 있도록 상기 제5 다이오드 및 상기 제6 다이오드에 의한 폐루프가 형성될 수 있다.
또한, 상기 1차측 회로는, 병렬로 연결된 제1 레그 및 제2 레그를 포함하고, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그 상에 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치가 마련되며, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그를 연결하는 입력 전압선 상에 누설 인덕터 및 자화 인덕터가 마련되고, 상기 자화 인덕터가 상기 1차측 권선과 병렬 연결되는 상기 풀브릿지 회로를 포함할 수 있다.
또한, 상기 1차측 회로는, 소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 스위치 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치와 동일하게 턴온 동작하되, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치보다 먼저 턴오프 동작하는 상기 부가 스위치를 포함할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로는, 소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드와 상기 제5 다이오드에 의해 정류가 이루어질 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 측면은 입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 출력 부하 저항과 병렬 연결되는 출력 커패시터 사이에서 전압 변환을 수행하며, 상기 입력 커패시터와 연결되는 1차측 회로는 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하고, 상기 출력 커패시터와 연결되는 2차측 회로는 정류 회로, 상기 정류 회로와 연결되는 클램프 커패시터 및 제5 다이오드와, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제5 다이오드 사이에 마련되는 제6 다이오드, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제6 다이오드 사이에 마련되는 부가 스위치로 구성되는 부가 회로 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하며, 상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로 사이에 전압 변환을 수행하는 변압기가 마련된 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법에 있어서, 상기 1차측 회로에서는, 소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 스위치 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 변압기로 전달하고, 상기 2차측 회로에서는, 소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드와 상기 제5 다이오드에 의해 상기 변압기를 통해 상기 1차측 회로로부터 전달 받은 상기 입력 전원을 정류하여 상기 출력 커패시터로 전달한다.
한편, 상기 1차측 회로에서는, 상기 풀브릿지 회로의 대각선상에 마련된 제1 스위치 및 제4 스위치와, 제2 스위치 및 제3 스위치가 쌍을 이루어 동일하게 턴온 또는 턴오프 동작할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로에서는, 상기 부가 스위치가 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치와 동일하게 턴온 동작하되, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치보다 먼저 턴오프 동작할 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로에서는, 상기 부가 스위치가 턴 오프되면 상기 클램프 커패시터가 충전되고, 상기 부가 스위치가 턴 온되면 상기 클램프 커패시터에 저장된 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전될 수 있다.
또한, 상기 2차측 회로에서는, 상기 출력 인덕터의 프리휠링 전류가 흐를 수 있도록 상기 제5 다이오드 및 상기 제6 다이오드에 의한 폐루프가 형성될 수 있다.
상술한 본 발명의 일측면에 따르면 1차측 풀브릿지 회로에 마련되는 스위치 소자들은 전 부하 범위에서의 소프트 스위칭 조건을 달성할 수 있다. 또한, 듀티 사이클 손실이 없으며, 2차측 회로에 마련된 정류 다이오드들 및 부가 스위치의 전압 링잉을 감소시킬 수 있다.
도 1은 2차측 회로에 스위치 및 프리휠링 다이오드가 부가된 풀브릿지 컨버터의 일 예를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 3a 내지 도 3g는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서의 구동방법을 설명하기 위한 개략적인 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서 각 소자에 걸리는 전압 또는 각 소자에 흐르는 전류를 도시한 도면이다.
도 5a 내지 도 5c는 도 1 및 도 2에 도시된 컨버터의 1차측 스위치 및 2차측 스위치에서 측정한 전압 의 일 예이다.
도 6a 내지 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 유리한 효과를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 3a 내지 도 3g는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서의 구동방법을 설명하기 위한 개략적인 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서 각 소자에 걸리는 전압 또는 각 소자에 흐르는 전류를 도시한 도면이다.
도 5a 내지 도 5c는 도 1 및 도 2에 도시된 컨버터의 1차측 스위치 및 2차측 스위치에서 측정한 전압 의 일 예이다.
도 6a 내지 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 유리한 효과를 설명하기 위한 도면이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예와 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 DC-DC 컨버터로, 변압기(100)를 중심으로 1차측에는 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하고, 2차측에는 제1 다이오드(121) 내지 제4 다이오드(124)가 마련된 정류 회로와 부가 스위치(134) 및 CDD(Capacitor-Diode-Diode) 스너버 회로를 포함할 수 있다.
도 2에 도시된 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 각 구성요소에 대해 구체적으로 살펴보면, 먼저, 변압기(100)는 1차측 회로의 전압을 미리 정해진 1:n의 턴비에 따라 변환하여 2차측 회로로 전달할 수 있다. 즉, 변압기(100)는 1차측 권선 및 2차측 권선으로 구성되며, 1차측 권선은 1차측 회로와 연결되고, 2차측 권선은 2차측 회로와 연결될 수 있다.
이러한 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 1차측 회로는 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)가 마련된 풀브릿지 회로를 포함할 수 있으며, 이때, 풀브릿지 회로는 입력 커패시터(10)와 연결되고, 풀브릿지 회로를 구성하는 한 쌍의 레그를 연결하는 입력 전압선(110-3) 상에는 누설 인덕터(115) 및 자화 인덕터(116)가 마련될 수 있다. 여기서, 자화 인덕터(116)는 변압기(100)의 1차측 권선과 병렬 연결될 수 있다.
구체적으로는, 1차측 회로에 포함되는 풀브릿지 회로는 병렬로 연결된 제1 레그(110-1) 및 제2 레그(110-2)로 구성되고, 제1 레그(110-1) 및 제2 레그(110-2)의 상측 접점 및 하측 접점은 각각 입력 커패시터(10)의 양단에 연결될 수 있다. 그리고, 제1 레그(110-1)의 상측 및 하측에는 각각 제1 스위치(111) 및 제2 스위치(112)가 마련되고, 제2 레그(110-2)의 상측 및 하측에는 각각 제3 스위치(113) 및 제4 스위치(114)가 마련될 수 있다. 이때, 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)는 일예로, MOSFET 스위치일 수 있으며, 각각 바디 다이오드 및 기생 커패시터가 병렬로 연결되어 부가될 수 있다.
또한, 1차측 회로는 이러한 풀브릿지 회로의 제1 레그(110-1) 및 제2 레그(110-2)를 연결하는 입력 전압선(110-3), 구체적으로는, 제1 레그(110-1)에서 제1 스위치(111)와 제2 스위치(112) 사이의 제1 접점(a)과 제2 레그(110-2)에서 제3 스위치(113)와 제4 스위치(114) 사이의 제2 접점(b)을 연결하는 입력 전압선(110-3)을 포함하며, 입력 전압선(110-3) 상에 누설 인덕터(115) 및 자화 인덕터(116)가 마련될 수 있다. 이때, 자화 인덕터(116)는 변압기(100)의 1차측 권선과 병렬 연결될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 2차측 회로는 제1 다이오드(121) 내지 제4 다이오드(124)가 마련된 정류 회로, 클램프 커패시터(131), 제5 다이오드(132) 및 제6 다이오드(133)가 마련된 CDD 스너버 회로 및 부가 스위치(134)를 포함할 수 있으며, CDD 스너버 회로 및 부가 스위치(134)는 직렬로 연결된 출력 인덕터(125) 및 출력 커패시터(20)와 연결될 수 있다. 이때, 출력 커패시터(20)는 출력 부하 저항(30)과 병렬 연결되어 출력 부하 저항(30)으로 출력 전압(Vo)을 전달할 수 있다.
구체적으로는, 2차측 회로에 포함되는 정류 회로는 병렬로 연결된 제3 레그(120-1) 및 제4 레그(120-2)로 구성되고, 제3 레그(120-1)의 상측 및 하측에는 각각 제1 다이오드(121) 및 제2 다이오드(122)가 마련되고, 제4 레그(120-2)의 상측 및 하측에는 각각 제3 다이오드(123) 및 제4 다이오드(124)가 마련될 수 있다. 그리고, 제3 레그(120-1) 및 제4 레그(120-2)의 상측 접점에는 CDD 스너버 회로에 포함되는 클램프 커패시터(131) 및 부가 스위치(134)의 일단이 연결되고, 제3 레그(120-1) 및 제4 레그(120-2)의 하측 접점에는 CDD 스너버 회로에 포함되는 제5 다이오드(132)가 연결될 수 있다.
또한, 2차측 회로는 이러한 정류 회로의 제3 레그(120-1) 및 제4 레그(120-2)를 연결하는 출력 전압선(120-3), 구체적으로는, 제3 레그(120-1)에서 제1 다이오드(121)와 제2 다이오드(122) 사이의 제3 접점(c)과 제4 레그(120-2)에서 제3 다이오드(123)와 제4 다이오드(124) 사이의 제4 접점(d)을 연결하는 출력 전압선(120-3)을 포함하며, 출력 전압선(120-3) 상에 변압기(100)의 2차측 권선이 마련될 수 있다.
또한, 2차측 회로에 포함되는 CDD 스너버 회로는 정류 회로와 연결되며, 클램프 커패시터(131), 제5 다이오드(132) 및 제6 다이오드(133)를 포함할 수 있다. CDD 스너버 회로는 클램프 커패시터(131) 및 제5 다이오드(132) 사이에 제6 다이오드(133)가 연결된 형태로, 구체적으로는, 클램프 커패시터(131)의 일단과 제5 다이오드(132)의 캐소드 사이의 제5 접점(e)에 제6 다이오드(133)의 애노드가 연결될 수 있다.
여기에서, 2차측 회로에 포함되는 CDD 스너버 회로는 정류 회로와 연결되며, 클램프 커패시터(131), 제5 다이오드(132) 및 제6 다이오드(133)를 포함할 수 있다. CDD 스너버 회로는 클램프 커패시터(131) 및 제5 다이오드(132) 사이에 제6 다이오드(133)가 연결된 형태로, 구체적으로는, 클램프 커패시터(131)의 일단과 제5 다이오드(132)의 캐소드 사이의 제5 접점(e)에 제6 다이오드(133)의 애노드가 연결될 수 있다. 이와 같은 방식으로 연결되는 CCD 스너버 회로 및 부가 스위치(134)를 부가 회로라 하면, 부가 회로의 일측은 정류 회로와 연결되고, 부가 회로의 타측은 출력 인덕터(125) 및 출력 커패시터(20)와 연결될 수 있는데, 구체적으로는, 상술한 바와 같이 정류 회로의 제3 레그(120-1) 및 제4 레그(120-2)의 상측 접점에 클램프 커패시터(131)의 타단 및 부가 스위치(134)의 일단이 접속되고, 제3 레그(120-1)및 제4 레그(120-2)의 하측 접점에 제5 다이오드(132)의 애노드가 접속될 수 있다. 그리고, 제6 다이오드(133)의 캐소드 및 부가 스위치(134)의 타단은 출력 인덕터(125)와 연결되고, 제5 다이오드(132)의 애노드는 출력 커패시터(20)와 연결되며, 이때, 출력 인덕터(125) 및 출력 커패시터(20)는 직렬로 연결된 상태일 수 있으며, 출력 인덕터(125)는 출력 부하 저항(30)과 병렬로 연결될 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 변압기(100)를 중심으로 1차측 회로와 2차측 회로 사이에서의 전압 변환을 수행하며, 특히, 2차측 회로에는 정류 회로와 연결되는 CDD 스너버 회로 및 부가 스위치(134)를 포함하여 1차측 회로에 마련된 스위치들 및 정류 회로를 구성하는 정류 다이오드들의 소프트 스위칭 조건을 달성할 수 있다.
이하에서는, 도 3a 내지 도 3g 및 도 4를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 구동방법에 대하여 설명하기로 한다.
도 3a 내지 도 3g는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서의 구동방법을 설명하기 위한 개략적인 회로도이고, 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 각 동작 모드에서 각 소자에 걸리는 전압 또는 각 소자에 흐르는 전류를 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 제1 동작 모드 내지 제7 동작 모드의 7개의 동작 모드에 따라 입력 커패시터(10)에 걸리는 입력 전압(Vs)을 변환하여 출력 커패시터(20)로 전달함으로써, 출력 부하 저항(30)에 출력 전압(Vo)을 공급할 수 있다.
도 4를 참조하면, 제1 동작 모드 내지 제7 동작 모드에서, 1차측 회로에서는 대각선상에 마련된 스위치들, 즉, 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)와, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 쌍을 이루어 동일하게 턴온 또는 턴오프 제어될 수 있다. 또한, 2차측 회로의 부가 스위치(134)는 1차측 회로의 스위치들과 동일하게 턴온 동작하되, 먼저 턴오프 제어될 수 있다.
도 3a를 참조하면, 제1 동작 모드[t0~t1]에서, 1차측 회로에서는 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)가 턴온 상태이고, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴오프 상태일 수 있다. 그리고, 2차측 회로에서는 부가 스위치(134)가 턴온 상태일 수 있다.
이러한 제1 동작 모드에서는, 제1 스위치(111), 제4 스위치(114) 및 부가 스위치(134)를 통해 출력 부하 저항(30)으로 에너지가 전달될 수 있다. 이때, 도 4를 참조하면, 1차측 회로에 흐르는 전류(ipri)는 출력 인덕터(125)의 반사 전류와 동일하며 그 기울기는 아래의 수학식 1과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 1]
수학식 1에서, iLo는 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류를 나타내고, n은 변압기(100) 턴비, Vs는 입력 전압, Vo는 출력 전압 및 Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스를 의미한다.
이후, 도 3b를 참조하면, 제2 동작 모드[t1~t2]에서, 1차측 회로에서는 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)가 턴온 상태이고, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴오프 상태일 수 있다. 그리고, 2차측 회로에서는 부가 스위치(134)가 턴오프 상태일 수 있다.
이러한 제2 동작 모드에서는, 부가 스위치(134)가 턴오프 되는 시점(t1)에, 부가 스위치(134)에 부가된 기생 커패시터 및 클램프 커패시터(131)의 충전이 시작될 수 있으며, 또한, 1차측의 누설 인덕터(115) 및 출력 인덕터(125)와의 공진이 시작될 수 있다. 이때, 출력 인덕터(125)의 인덕턴스가 누설 인덕터(115)의 인덕턴스보다 크고(Lo>>Llk) 클램프 커패시터(131)의 커패시턴스가 부가 스위치(134)에 부가된 기생 커패시터의 커패시턴스보다 크기 때문에(Cclamp>>Coss), 전류의 공진 주파수는 대략적으로 
로 계산될 수 있으며, 또한, 클램프 커패시터(131)가 충전됨에 따라 제5 다이오드(132)에 걸리는 전압(vD5)는 감소하는데, 제5 다이오드(132)에 걸리는 전압(vD5)는 아래의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
수학식 2에서 vD5는 제2 동작 모드에서 제5 다이오드(132)에 걸리는 전압을 나타내고, n은 변압기 턴비, Vs는 입력 전압, ic_clamp(t1)은 t1에서 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류, Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스, Cclamp는 클램프 커패시터(131)의 커패시턴스를 나타낸다. 이때, t1에서 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류 ic_clamp(t1)은 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류의 최대값(ILo_max)과 동일하다.
또한, 제2 동작 모드에서는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압(VC_clamp)이 정류 전압(vrect)과 동일해져 제5 다이오드(132)에 걸리는 전압(vD5)이 0에 도달하는데, 그 시점을 t2라 하면, 제2 동작 모드는 t1과 t2 사이의 동작모드라 할 수 있으며, 따라서, 제2 동작 모드의 시간은 수학식 2를 이용하여 아래의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
수학식 3에서 tmode2는 제2 동작 모드의 시간을 나타내고, Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스, Cclamp는 클램프 커패시터(131)의 커패시턴스, n은 변압기 턴비, Vs는 입력 전압, vC_clamp(t1)은 t1에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압, ILo_max는 출력 인덕터(125)에 흐르는 최대 전류를 나타낸다.
또한, 제2 동작 모드에서는 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류는 아래의 수학식 4의 기울기에 따라 프리휠(freewheel)을 시작할 수 있다.
[수학식 4]
수학식 4에서 iLo는 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류를 나타내고, n은 변압기(100) 턴비, Vs는 입력 전압, Vc _clamp는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압, Vo는 출력 전압 및 Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스를 나타낸다.
이후, 도 3c를 참조하면, 제3 동작 모드[t2~t3]에서, 1차측 회로에서는 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)가 턴온 상태이고, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴오프 상태일 수 있다. 그리고, 2차측 회로에서는 부가 스위치(134)가 턴오프 상태일 수 있다.
이러한 제3 동작 모드에서는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압(VC_clamp)이 정류 전압(vrect)과 동일한 상태이기 때문에, 제5 다이오드(132)는 순방향 바이어스 되어, 2차측 회로에서는 제1 다이오드(121) 및 제4 다이오드(124)의 정류 다이오드와 제5 다이오드(132)를 통한 전류의 정류(commutation)가 발생하게 된다. 이때, 제5 다이오드(132)에 흐르는 전류는 제5 다이오드(132)에 걸리는 전압이 0에 도달한 시점으로부터 점차 증가하는 것이므로, 제5 다이오드(132)는 영전류 스위칭 턴온을 달성할 수 있다.
또한, 제3 동작 모드에서는, 클램프 커패시터(131)는 누설 인덕터(115)와의 공진이 시작되는데, 변압기(100)의 프리휠링 전류가 제5 다이오드(132) 및 제6 다이오드(133)를 통해 흐르기 때문이다. 이때, 제3 동작 모드에서 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류는 아래의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있으며, 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압은 아래의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 5]
[수학식 6]
수학식 5 및 6에서 에서 iC_clamp는 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류, vC_clamp는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압을 나타내고, iC_clamp(t2)는 t2에서 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류, vC_clamp(t2)는 t2에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압, n은 변압기 턴비, Llk는 누설 인덕터(115)의 인덕턴스, Cclamp는 클램프 커패시터(131)의 커패시턴스, Vs는 입력 전압, vC_clamp(t2)는 t2에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압을 나타낸다.
수학식 6에 따르면, 누설 인덕터(115)의 인덕턴스가 큰 값을 가지면, 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압이 높아짐을 알 수 있다. 이는 종래의 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터와는 달리, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 누설 인덕터(115)의 인덕턴스 값이 1차측 회로에 마련된 스위치들의 영전압 스위칭 조건과 무관하기 때문이며, 이에 따라, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 누설 인덕터(115)의 인덕턴스 값을 작게 하여도 이상적인 변압기(100)의 설계가 가능하다.
또한, 제3 동작모드에서는 제1 다이오드(121) 및 제4 다이오드(124)를 통한 전류의 정류가 끝나고, 1차측 회로에 흐르는 전류(ipri)가 변압기의 자화 전류(iLm)과 동일해지는데, 그 시점을 t3이라 하면, 제3 동작 모드는 t2와 t3 사이의 동작모드라 할 수 있으며, 따라서, 제3 동작 모드의 시간은 수학식 5를 이용하여 아래의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. 이때, t3에서의 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류(iC_clamp(t3))는 0이라 할 수 있다.
[수학식 7]
수학식 7에서 tmode3은 제3 동작 모드의 시간을 나타내고, n은 변압기 턴비, Llk는 누설 인덕터(115)의 인덕턴스, Cclamp는 클램프 커패시터(131)의 커패시턴스, iC_clamp(t2)는 t2에서 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류, Vs는 입력 전압, vcclamp(t2)는 t2에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압을 나타낸다.
여기에서, 수학식 7에서 vc_clamp(t2)=nVs라 할 수 있으며, 이와 같은 경우, 제3 동작 모드의 시간 tmode3은 
로 계산될 수 있다.
이와 같이, 제2 동작 모드 및 제3 동작 모드에 걸쳐 클램프 커패시터(131)가 충전되며, 그 충전 시간은 아래의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 8]
수학식 8에서 tC _clamp는 클램프 커패시터(131)가 충전되는 시간을 나타내고, tmode2 및 tmode3은 각각 제2 동작 모드 및 제3 동작 모드에 걸리는 시간으로 수학식 3 및 수학식 7로부터 구할 수 있다.
또한, 제3 동작 모드에서는 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류는 아래의 수학식 9의 기울기에 따라 계속해서 프리휠될 수 있다.
[수학식 9]
수학식 9에서, iLo는 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류를 나타내고, Vo는 출력 전압, Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스를 나타낸다.
한편, 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류의 기울기를 나타내는 수학식 9와 수학식 4는 다른 것으로 보여질 수 있으나, 제3 동작 모드에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압 및 변압기(100) 1차측 반사 전압이 동일해지므로, 수학식 9와 수학식 4는 실질적으로 동일하다.
이후, 도 3d를 참조하면, 제4 동작 모드[t3~t4]에서, 1차측 회로에서는 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)가 턴온 상태이고, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴오프 상태일 수 있다. 그리고, 2차측 회로에서는 부가 스위치(134)가 턴오프 상태일 수 있다.
이러한 제4 동작 모드에서는 1차측 회로에 매우 작은 자화 전류(iLm)만이 흐르게 되어, t4에서의 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)와 정류 회로에 마련된 제1 다이오드(121) 및 제4 다이오드(124)의 영전류 스위칭 조건을 만족시킬 수 있다.
또한, 제4 동작 모드에서는, 2차측 회로에 프리휠링을 위한 폐루프(closed loop)가 형성되는데, 이때, 제5 다이오드(132) 및 제6 다이오드(133)는 이러한 폐루프에 포함될 수 있다.
이후, 도 3e를 참조하면, 제5 동작 모드[t4~t5]에서, 1차측 회로에서는 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)가 모두 턴오프 상태일 수 있다. 그리고, 2차측 회로에서는 부가 스위치(134)가 턴오프 상태일 수 있다.
이러한 제5 동작 모드에서는 1차측 회로에서 자화 전류(iLm)에 의한 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)에 부가된 기생 커패시터의 충전이 시작될 수 있으며, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)에 부가된 기생 커패시터의 방전이 시작되어 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)에 걸리는 전압은 0으로 감소할 수 있다. 또한, 1차측 회로에서 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴온 되기 전에 1차측 전류(iPri)는 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)에 부가된 바디 다이오드를 통해 흐르기 때문에, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)는 영전압 스위칭 턴온 조건을 달성할 수 있다.
또한, 제5 동작모드에서는 2차측 회로에서 정류 전압(vRect) 및 부가 스위치(134)에 걸리는 전압(vDS_Q1)은 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압(Cclamp)에 의해 클램프(clamp)될 수 있다.
이후, 도 3f를 참조하면, 제6 동작 모드[t5~t6]에서, 1차측 회로에서는 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)가 턴오프 상태이고, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴온 상태일 수 있다. 그리고, 2차측 회로에서는 부가 스위치(134)가 턴온 상태일 수 있다.
이러한 제6 동작 모드에서는 t5에서 제2 스위치(112), 제3 스위치(113) 및 부가 스위치(134)가 동시에 턴온될 수 있다. 이때, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)는 영전압 스위칭을 달성할 수 있다.
또한, 제6 동작 모드에서는, 2차측 회로에서 클램프 커패시터(131)가 출력 부하 저항(30)으로 흡수된 에너지를 방전할 수 있으며, 클램프 커패시터(131)와 출력 인덕터(125) 간의 공진이 발생할 수 있다. 이때, 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압은 아래의 수학식 10과 같이 점차 감소할 수 있다.
[수학식 10]
Where, 
수학식 10에서 VC_clamp(t)는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압을 나타내고, VC_clamp(t5) 및 iC_clamp(t5)는 각각 t5에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압 및 클램프 커패시터(131)에 흐르는 전류, Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스, Cclamp는 클램프 커패시터(131)의 커패시턴스를 나타낸다.
수학식 10에 따르면, 제6 동작 모드에서는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압이 변압기(100)의 2차측 권선에 걸리는 전압보다 큰 값을 가지므로(VC_clamp>nVs), 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴온 되더라도 변압기(100) 1차측으로부터 2차측으로 에너지가 전달될 수 없다.
이에 따라, 클램프 커패시터(131)에 저장되어 있던 에너지가 출력 부하 저항(30)으로 전달되는데, 클램프 커패시터(131)는 이러한 특성을 가져 비소모 스너버(non-dissipative)라 할 수 있다. 아울러, 제6 동작 모드 및 후술하는 제7 동작 모드에서는 클램프 커패시터(131)가 전류원의 역할을 수행하므로, 부가 스위치(134)가 턴온 되자마자 에너지 전달이 지속될 수 있으며, 따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 듀티 손실이 없다.
한편, 제6 동작 모드는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압이 nVs, 즉, 2차측 권선에 걸리는 전압과 같아지는 t6에서 종료될 수 있다.
또한, 제6 동작 모드에서는 2차측 회로의 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류는 아래의 수학식 11의 기울기에 따라 증가할 수 있다.
[수학식 11]
수학식 11에서 iLo는 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류를 나태내고, vC_clamp(t5)는 t5에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압, Vo는 출력 전압, Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스를 나타낸다.
마지막으로, 도 3g를 참조하면, 제7 동작 모드[t6~t7]에서, 1차측 회로에서는 제1 스위치(111) 및 제4 스위치(114)가 턴오프 상태이고, 제2 스위치(112) 및 제3 스위치(113)가 턴온 상태일 수 있다. 그리고, 2차측 회로에서는 부가 스위치(134)가 턴온 상태일 수 있다.
이러한 제7 동작 모드에서는, t6에서 1차측 전류(ipri)가 이전과는 반대 방향으로 흐르게 되며, 1차측 회로로부터 2차측 회로로 에너지 전달이 시작될 수 있다. 이때, 2차측 회로에서는 제2 다이오드(122) 및 제3 다이오드(123)를 통해 에너지가 전달될 수 있다.
또한, 제7 동작 모드에서는 이전의 동작 모드에서 발생한 클램프 커패시터(131)와 출력 인덕터(125) 간의 공진이 지속되고, 클램프 커패시터(131)는 t7에서 완전히 방전될 수 있다.
또한, 제7 동작 모드에서는 1차측 전류(ipri)가 증가하여 t7에서 출력 인덕터(125)의 반사 전류와 동일해지고, 출력 부하 저항(30)으로의 에너지 전달을 준비할 수 있다.
이와 같은 제1 동작 모드 내지 제7 동작 모드는 스위칭 주기(Ts)의 반 주기를 설명한 것이며, 이후 반 주기 동안 제1 동작 모드 내지 제7 동작 모드와는 전류의 방향이 다를 뿐, 동일한 동작 모드가 반복될 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)가 상술한 제1 동작 모드 내지 제7 동작 모드에 따라 구동되는 경우의 유리한 효과에 대하여 구체적으로 설명하기로 한다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 전 부하 범위에서 1차측 회로에 마련된 모든 스위치들의 영전압 스위칭 턴온이 가능하다. 이와 관련하여, 1차측 회로의 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)에 부가된 기생 커패시터의 커패시턴스가 모두 동일하고, 제4 동작 모드(t3~t4) 동안에 자화 전류가 일정하다고 가정하고 설명하기로 한다.
제5 동작 모드에서는 1차측 회로의 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)가 2차측 회로와는 분리되는데, 2차측 회로에서 출력 인덕터(125)의 프리휠링 전류가 제5 다이오드(132) 및 제6 다이오드(133)를 통해 흐르기 때문이다. 따라서, 1차측 스위치의 스위칭 주기의 데드 타임 동안에 유도성 에너지(inductive energy)가 1차측에 저장됨에 따라 1차측 회로에 마련된 스위치 소자들의 영전압 스위칭 조건을 달성할 수 있다.
구체적으로는, 1차측 회로에 마련된 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)의 영전압 스위칭 조건을 달성하기 위해서는, 자화 인덕터(116) 및 변압기(100)의 누설 인덕터(115)에 저장된 에너지(EZVS)는 1차측 회로에 마련된 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치 중 동일하게 동작하는 한 쌍의 스위치에 부가된 기생 커패시터들은 완전히 방전시키고, 다른 한 쌍의 스위치에 부가된 기생 커패시터들은 완전히 충전시킬 수 있어야 한다. 이러한 조건을 만족시키기 위해, 변압기(100)는 아래의 수학식 12와 같은 조건을 만족시킬 수 있도록 설계되어야 하는데, 수학식 12에 따르면, 자화 인덕터(116)의 인덕턴스가 누설 인덕터(115)의 인덕턴스보다 상당히 큰 값을 가짐을 알 수 있으며, 이에 따라, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 부하의 범위와는 무관하게 1차측 회로에 마련된 스위치 소자들의 영전압 스위칭이 가능하다.
[수학식 12]
수학식 12에서 Lm은 자화 인덕터(116)의 인덕턴스, Im은 변압기(100)의 자화 전류를 나타내고, Coss는 1차측 회로에 마련된 스위치에 부가된 기생 커패시터의 커패시턴스, Vin은 입력 전압을 나타낸다. 이때, 변압기(100)의 자화 전류 (Im)은 아래의 수학식 13으로부터 계산될 수 있다.
[수학식 13]
수학식 13에서 Vs는 입력 전압, Lm은 자화 인덕터(116)의 인덕턴스를 나타내고, fs는 부가 스위치(134)의 스위칭 주파수를 나타낸다.
또한, 수학식 12 및 수학식 13으로부터 자화 인덕터(116)의 인덕턴스는 아래의 수학식 14와 같이 계산될 수 있다.
[수학식 14]
수학식 14에서 fs는 부가 스위치(134)의 스위칭 주파수, Coss는 1차측 스위치에 부가된 기생 커패시터의 커패시턴스를 나타낸다.
따라서, 1차측 회로에 마련된 스위치들의 영전압 스위칭 조건을 달성하기 위한 최소 데드 타임, 즉, 1차측 회로에 마련된 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)에 부가된 기생 커패시터들을 완전히 충전시키거나 완전히 방전시키기 위한 최소한의 데드 타임은 아래의 수학식 15와 같이 계산될 수 있다.
[수학식 15]
수학식 14에서 fs는 부가 스위치(134)의 스위칭 주파수, Coss는 1차측 스위치에 부가된 기생 커패시터의 커패시턴스, Lm은 자화 인덕터(116)의 인덕턴스를 나타낸다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 1차측 회로에 마련된 모든 스위치들의 영전류 스위칭 턴오프가 가능하다.
구체적으로는, 일반적으로 1차측 회로에 마련된 스위치들은 출력 인덕터(125)의 반사 전류와 함께 턴오프 되는 반면, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 2차측 회로에 부가 스위치(134)를 포함하며, 이러한 부가 스위치(134)는 1차측 회로에 마련된 스위치보다 먼저 턴오프됨으로써, 1차측 회로에 마련된 모든 스위치들의 영전류 스위칭 턴오프가 가능하다. 도 4를 참조하면, 영전류 스위칭 시간(tZCS) 동안, 1차측 전류(ipri)의 크기는 감소하여 자화 전류(iLm)의 크기와 같아질 수 있다. 따라서, 1차측 회로에 마련된 스위치들의 턴 오프 시 그 손실은 무시해도 될 정도이다. 이를 위해 필요한 영전류 스위칭 시간(tZCS)는 아래의 수학식 16과 같이 클램프 커패시터(131)의 충전 시간보다 길어야 한다.
[수학식 16]
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 2차측 회로에 포함되는 정류 회로에 마련된 제1 다이오드(121) 내지 제4 다이오드(124)와, 스너버 회로에 마련된 제5 다이오드(132)의 영전류 스위칭 턴온 및 영전류 스위칭 턴오프가 가능하고, 역회복(reverse recovery) 문제의 해결이 가능하다.
구체적으로는, 2차측 회로에 포함되는 정류 회로에 마련된 제1 다이오드(121) 내지 제4 다이오드(124)와, 스너버 회로에 마련된 제5 다이오드(132)의 바이어스 조건은 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압에 의해 결정될 수 있으며, 제1 다이오드(121) 내지 제5 다이오드(132)가 순방향 바이어스된 이후 전류의 정류가 이루어질 수 있으므로, 2차측 회로에 포함되는 정류 회로에 마련된 제1 다이오드(121) 내지 제4 다이오드(124)와, 스너버 회로에 마련된 제5 다이오드(132)의 영전류 스위칭 턴온 및 영전류 스위칭 턴오프가 가능하며, 영전류 스위칭 턴오프에 의해 역회복 문제의 해결 또한 가능한다.
반면, 2차측 회로에 마련된 제6 다이오드(133)의 경우, 소프트 스위칭이 불가능한데, 제6 다이오드(133)의 바이어스 조건은 부가 스위치(134)의 스위칭 동작 및 클램프 커패시터(131)에 의해 결정되기 때문이다. 따라서, 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압이 증가할수록 스위칭 손실이 불가피하다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 듀티 사이클 손실이 없다.
구체적으로는, 도 4에 도시된 바와 같이, 출력 인덕터(125)에 흐르는 전류는 제6 동작 모드, 제7 동작 모드 및 제1 동작 모드 동안 증가하고, 제2 동작 모드 내지 제5 동작 모드에서 감소한다. 이에 따라, 전압 이득은 volt-second balance 규칙을 이용하고, 수학식 1, 9 및 11을 참조하여 아래의 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 17]
수학식 17에서 VC_clamp는 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압, Vo는 출력 전압, Lo는 출력 인덕터의 인덕턴스, n은 변압기(100) 턴비, Vs는 입력 전압을 나타내고, 
을 나타내며, 
(=1/fs ) 로 부가 스위치(134)의 스위칭 주기를 의미한다.
수학식 17로부터 출력 전압은 아래의 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 18]
이때, t5~t7에서 클램프 커패시터(131)에 걸리는 전압의 평균값은 1차측 전압의 반사 전압인 nVs와 동일하며, 따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 전압 이득은 아래의 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 19]
수학식 19에서 D는 부가 스위치(134)의 듀티를 의미한다.
이처럼, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 부가 스위치(134)가 턴 오프된 이후의 t1~t3 동안 클램프 커패시터(131)가 충전되고, 부가 스위치(134)가 턴 온된 이후의 t5~t7 동안 클램프 커패시터(131)가 방전될 수 있다. 이때, 클램프 커패시터(131)는 t5~t7 동안 전압 소스의 역할을 수행함으로써 듀티 손실이 발생하지 않으며, 높은 DC 전압 이득을 가질 수 있다.
아울러, 출력 인덕터(125)의 전류 리플 및 전압 리플은 각각 아래의 수학식 20 및 21과 같이 계산될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 듀티 손실이 없기 때문에 전류 및 전압 리플 또한 종래의 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터에 비해 작게 산출될 수 있다.
[수학식 20]
[수학식 21]
수학식 20 및 21에서 Vo는 출력 전압, D는 부가 스위치(134)의 듀티, Ts는 스위칭 주기, Co는 출력 커패시터(20)의 커패시턴스, Lo는 출력 인덕터(125)의 인덕턴스를 나타낸다.
마지막으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 2차측 회로에 마련된 정류 다이오드들 및 부가 스위치의 전압 링잉을 감소시킬 수 있으며, 2차측 회로에 마련된 스너버 회로는 비소모(non-dissipative) 턴업 스너버의 역할을 수행할 수 있다.
구체적으로는, 일반적으로 정류 다이오드들의 전압 링잉은 변압기의 누설 인덕턴스와 정류기의 정션 커패시턴스 사이의 공진에 의해 발생하며, 이러한 현상은 정류 다이오드들의 정류 작업 이후에 1차측 전류가 출력 인덕터의 반사 전류에 도달할 때 발생하게 된다. 또한, 변압기의 2차측 권선에 걸리는 전압이 0이 되고, 출력 인덕터의 전류가 최저 전류에 도달하는 경우, 전압 링잉의 피크 값은 입력 전압의 2배가 된다.
한편, 도 1과 같이 2차측 회로에 스위치(Q1)가 부가되었으나, 스너버 회로가 마련되지 않은 경우, 전압 링잉은 2차측 스위치(Q1)이 턴오프 된 이후에 발생하게 되는데, 이는 변압기의 누설 인덕턴스와 정류기의 정션 커패시턴스 및 2차측 스위치(Q1)의 유효 커패시턴스(Ceff) 간의 공진 때문이다. 이때, 변압기 2차측 권선의 전압은 nVs와 같아지고, 출력 인덕터의 전류는 그 최대값인 ILO_max가 될 수 있다. 이때, 2차측 회로의 누설 인덕턴스에 저장된 유도성 에너지(inductive energy)는 아래의 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 22]
수학식 22에서, WL _ lk는 2차측 회로의 유도성 에너지를 나타내고, n은 변압기 턴비, Llk는 누설 인덕터의 인덕턴스, ILO_max는 출력 인덕터에 흐르는 최대 전류를 나타낸다.
또한, 용량성 에너지(capacitive energy)와 전압의 관계는 아래의 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 23]
수학식 23에서 Ceff는 2차측 스위치(Q1)의 유효 커패시턴스(effective capacitance)를 나타낸다.
도 1의 경우, 수학식 22 및 23에 따라, 2차측 스위치(Q1)가 턴오프 되면, 유효 커패시턴스의 전압 증가는 아래의 수학식 24와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 24]
이처럼, 도 1과 같이 2차측 회로에 스위치(Q1)가 부가되었으나, 스너버 회로가 마련되지 않은 경우, 2차측 회로에 부가된 스위치(Q1)에 전압 링잉 현상이 발생하게 되는데, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터는 2차측 회로에 스너버 회로를 추가함으로써 이러한 현상을 방지할 수 있다. 이와 관련하여 도 5a 내지 도 5c를 참조하여 설명하기로 한다.
도 5a 내지 도 5c는 도 1 및 도 2에 도시된 1차측 또는 2차측 스위치에서 측정한 전압 의 일 예이다.
도 5a를 참조하면, 1차측 회로에 마련된 스위치 소자들과 2차측 스위치(Q1)의 턴온 또는 턴오프 동작을 확인할 수 있다.
또한, 도 5b를 참조하면, 짧은 기간 동안 2차측 스위치(Q1)의 전압이 급격하게 증가함을 확인할 수 있는데, 이는 2차측 스위치(Q1)의 유효 커패시턴스(Ceff)가 매우 작은 값을 갖기 때문이다.
반면, 도 5c를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 2차측 회로에 비소모(non-dissipative) CDD 스너버 회로가 마련됨으로써, 2차측에 부가된 부가 스위치(134)가 클램프 됨을 확인할 수 있으며, 그 피크 값은 상술한 수학식 6에 의해 산출될 수 있다.
이하에서는, 도 6a 내지 도 10을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 유리한 효과를 검증하기로 한다.
도 6a 내지 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 유리한 효과를 설명하기 위한 도면이다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 동작 특성을 확인하고, 그 효과를 확인하기 위해 아래 표 1 및 표 2와 같은 사양의 컨버터를 설계하였으며, 각 소자에 흐르는 전류 및 각 소자에 걸리는 전압을 측정하는 실험을 수행하였다.
| Parameter | Designator | Value |
| Nominal Input Voltage |
 |
200 [V] |
| Nominal Output Voltage |
 |
400 [V] |
| Maximum Output Power |
 |
3 [kW] |
| Primary switching frequency |
 |
50 [kHz] |
| Secondary switching frequency |
 |
100 [kHz] |
| Turn ratio of the SSFB transformer |
 |
1: 2.5 |
| Magnetizing inductance |
 |
765 [ uH] |
| Leakage inductance |
 |
2 [uH] |
| Clamping capacitor |
 |
25 [n |
| Output inductor |
 |
500 [uH] |
| Component | Manufacturer | Part # |
| Primary side MOSFET | Infineon | 220N25NP |
| Secondary side MOSFET | Fairchild | FCH041N65F |
| Diode Rectifiers | Vishay | HFA50PA60 |
| Snubber Film Capacitors | Avago | Z112688575 (22nF) N113152287 (4.7nF) |
도 6a 및 도 6b를 참조하면, 1차측 회로에 마련된 제1 스위치(111) 및 2차측 정류 회로의 정류 다이오드인 제1 다이오드(121)가 영전압 스위칭 턴온 및 영전류 스위칭 턴오프를 달성함을 확인할 수 있다. 이때, 제1 다이오드(121)와 같은 정류 다이오드의 역할을 수행하는 제2 다이오드(122) 내지 제4 다이오드(124)의 영전류 스위칭 턴오프가 가능하며 이에 따라 역회복(reverse recovery) 문제 또한 발생하지 않음을 확인할 수 있다.
또한, 도 6c를 참조하면, 2차측 회로에 마련된 부가 스위치(134)가 610V로 완벽히 클램프됨을 확인할 수 있는데, 이는 2차측 회로에 마련된 비소모 CDD 스너버 회로 때문이다.
2차측 회로의 스너버 회로에 대하여 살펴보면, 도 7a를 참조하면, 2차측 회로의 스너버 회로에 포함되는 클램프 커패시터(131)가 공진에 의해 610V까지 충전됨을 확인할 수 있다. 이러한 에너지는 제5 다이오드(132)를 통해 출력단으로 전달될 수 있으며, 이때, 도 7b를 참조하면 제5 다이오드(132)는 영전류 스위칭 턴오프 및 영전류 스위칭 턴온을 달성할 수 있음을 확인할 수 있다. 한편, 도 7c를 참조하면, 제6 다이오드(133)는 하드 스위칭에 의해 동작함을 확인할 수 있으나, 그럼에도 불구하고 610V로 클램프됨을 확인할 수 있다.
또한, 도 8a는 경부하 조건(300W, 10% load) 하에서의 1차측 스위치에 흐르는 전류 및 1차측 스위치에 걸리는 전압의 일 예를 나타내며, 도 8a를 참조하면, 경부하 조건 하에서도 1차측 회로에 마련된 제1 스위치(111) 내지 제4 스위치(114)는 소프트 스위칭 조건 하에서 동작함을 확인할 수 있다. 이는 변압기(100)가 부하 조건과는 무관하게 데드 타임 동안 1차측 회로에 마련된 스위치들의 출력 커패시턴스를 충분히 방전시킬 수 있도록 설계 가능하기 때문이다. 또한, 도 8b를 참조하면, 경부하 조건(300W, 10% load) 하에서도 2차측에 마련된 정류 회로의 정류 다이오드들 또한 소프트 스위칭 조건 하에서 동작함을 확인할 수 있다. 반면, 도 8c를 참조하면, 2차측 회로에 마련된 부가 스위치(134)는 경부하 조건 하에서는 하드 스위칭 조건 하에서 동작함을 확인할 수 있는데, 이에 따라 발생하는 손실이 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 가장 큰 손실이라 할 수 있다.
또한, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)와 종래의 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터(PSFB)가 300W~3kW의 부하 조건 하에서 200V의 입력 전압으로부터 400V의 출력 전압을 출력하는 경우의 효율을 측정한 그래프이다. 도 9를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 500W의 출력 조건 하에서 96%의 최대 효율을 가짐을 확인할 수 있다. 특히, 경부하 조건 하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)가 종래의 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터(PSFB)에 비해 더 높은 효율을 가짐을 확인할 수 있다. 이는, 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)는 1차측 회로에 마련된 스위치 및 정류 다이오드들의 소프트 스위칭이 가능하고, 순환 전류로부터 자유로우며 비소모 스너버의 역할을 수행하기 때문이다. 한편, 출력 전력이 증가할수록 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)와 종래의 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터(PSFB) 간의 효율에 차이가 작아짐을 확인할 수 있는데, 이는 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)의 2차측 회로에 마련된 제6 다이오드의 하드 스위칭에 의해 손실이 증가하기 때문이다.
도 10은 서로 다른 부하 조건 하에서의 본 발명의 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터(1000)와 종래의 위상 천이 방식의 풀브릿지 컨버터(PSFB)의 손실을 분석한 그래프이다. 도 10을 참조하면, 두 컨버터 간의 손실은 1차측 회로에 마련된 스위치들 및 정류 회로의 다이오드들에 의해 큰 차이가 발생함을 확인할 수 있다.
이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
1000: 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터
121: 제1 다이오드
10: 입력 커패시터 122: 제2 다이오드
20: 출력 커패시터 123: 제3 다이오드
30: 출력 부하 저항 124: 제4 다이오드
100: 변압기 125: 출력 인덕터
111: 제1 스위치 130: 부가 회로
112: 제2 스위치 131: 클램프 커패시터
113: 제3 스위치 132: 제5 다이오드
114: 제4 스위치 133: 제6 다이오드
115: 누설 인덕터 134: 부가 스위치
116: 자화 인덕터
10: 입력 커패시터 122: 제2 다이오드
20: 출력 커패시터 123: 제3 다이오드
30: 출력 부하 저항 124: 제4 다이오드
100: 변압기 125: 출력 인덕터
111: 제1 스위치 130: 부가 회로
112: 제2 스위치 131: 클램프 커패시터
113: 제3 스위치 132: 제5 다이오드
114: 제4 스위치 133: 제6 다이오드
115: 누설 인덕터 134: 부가 스위치
116: 자화 인덕터
Claims (16)
1차측 권선과 2차측 권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압기;
입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 연결되며, 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하여 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 1차측 회로; 및
상기 2차측 권선과 연결되며, 제1 다이오드 내지 제4 다이오드가 마련된 정류 회로, 상기 정류 회로와 연결되는 클램프 커패시터 및 제5 다이오드와, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제5 다이오드 사이에 마련되는 제6 다이오드, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제6 다이오드 사이에 마련되는 부가 스위치로 구성되는 부가 회로 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하여 상기 1차측 회로로부터 상기 변압기를 통해 전달 받은 에너지를 상기 출력 인덕터 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 커패시터로 전달하는 2차측 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 연결되며, 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하여 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 1차측 회로; 및
상기 2차측 권선과 연결되며, 제1 다이오드 내지 제4 다이오드가 마련된 정류 회로, 상기 정류 회로와 연결되는 클램프 커패시터 및 제5 다이오드와, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제5 다이오드 사이에 마련되는 제6 다이오드, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제6 다이오드 사이에 마련되는 부가 스위치로 구성되는 부가 회로 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하여 상기 1차측 회로로부터 상기 변압기를 통해 전달 받은 에너지를 상기 출력 인덕터 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 커패시터로 전달하는 2차측 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
병렬로 연결된 제3 레그 및 제4 레그를 포함하고, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그 상에 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드가 마련되며, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그를 연결하는 출력 전압선은 상기 2차측 권선과 연결되는 상기 정류 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
병렬로 연결된 제3 레그 및 제4 레그를 포함하고, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그 상에 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드가 마련되며, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그를 연결하는 출력 전압선은 상기 2차측 권선과 연결되는 상기 정류 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제2항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 클램프 커패시터의 일단 및 상기 제5 다이오드의 캐소드 사이의 접점에 상기 제6 다이오드의 애노드가 연결되고, 상기 클램프 커패시터의 타단 및 상기 제6 다이오드의 캐소드 사이에 마련되는 상기 부가 스위치로 구성되는 상기 부가 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
상기 클램프 커패시터의 일단 및 상기 제5 다이오드의 캐소드 사이의 접점에 상기 제6 다이오드의 애노드가 연결되고, 상기 클램프 커패시터의 타단 및 상기 제6 다이오드의 캐소드 사이에 마련되는 상기 부가 스위치로 구성되는 상기 부가 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제3항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 제3 레그 및 상기 제4 레그의 상측 접점에 상기 클램프 커패시터의 타단 및 상기 부가 스위치의 일단이 접속되고, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그의 하측 접점에 상기 제5 다이오드의 애노드 및 상기 출력 커패시터가 접속되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
상기 제3 레그 및 상기 제4 레그의 상측 접점에 상기 클램프 커패시터의 타단 및 상기 부가 스위치의 일단이 접속되고, 상기 제3 레그 및 상기 제4 레그의 하측 접점에 상기 제5 다이오드의 애노드 및 상기 출력 커패시터가 접속되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제4항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 부가 스위치의 타단 및 상기 제6 다이오드의 캐소드가 상기 출력 인덕터의 일단과 연결되고, 상기 출력 인덕터의 타단이 상기 출력 커패시터와 연결되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
상기 부가 스위치의 타단 및 상기 제6 다이오드의 캐소드가 상기 출력 인덕터의 일단과 연결되고, 상기 출력 인덕터의 타단이 상기 출력 커패시터와 연결되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 부가 스위치가 턴 오프되면 상기 클램프 커패시터가 충전되고, 상기 부가 스위치가 턴 온되면 상기 클램프 커패시터에 저장된 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
상기 부가 스위치가 턴 오프되면 상기 클램프 커패시터가 충전되고, 상기 부가 스위치가 턴 온되면 상기 클램프 커패시터에 저장된 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 출력 인덕터의 프리휠링 전류가 흐를 수 있도록 상기 제5 다이오드 및 상기 제6 다이오드에 의한 폐루프가 형성되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
상기 출력 인덕터의 프리휠링 전류가 흐를 수 있도록 상기 제5 다이오드 및 상기 제6 다이오드에 의한 폐루프가 형성되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 1차측 회로는,
병렬로 연결된 제1 레그 및 제2 레그를 포함하고, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그 상에 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치가 마련되며, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그를 연결하는 입력 전압선 상에 누설 인덕터 및 자화 인덕터가 마련되고, 상기 자화 인덕터가 상기 1차측 권선과 병렬 연결되는 상기 풀브릿지 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 1차측 회로는,
병렬로 연결된 제1 레그 및 제2 레그를 포함하고, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그 상에 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치가 마련되며, 상기 제1 레그 및 상기 제2 레그를 연결하는 입력 전압선 상에 누설 인덕터 및 자화 인덕터가 마련되고, 상기 자화 인덕터가 상기 1차측 권선과 병렬 연결되는 상기 풀브릿지 회로를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 1차측 회로는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 스위치 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 1차측 회로는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 스위치 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 1차측 권선으로 전달하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치와 동일하게 턴온 동작하되, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치보다 먼저 턴오프 동작하는 상기 부가 스위치를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치와 동일하게 턴온 동작하되, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치보다 먼저 턴오프 동작하는 상기 부가 스위치를 포함하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 회로는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드와 상기 제5 다이오드에 의해 정류가 이루어지는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
상기 2차측 회로는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드와 상기 제5 다이오드에 의해 정류가 이루어지는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터.
입력 전원을 공급하는 입력 커패시터와 출력 부하 저항과 병렬 연결되는 출력 커패시터 사이에서 전압 변환을 수행하며, 상기 입력 커패시터와 연결되는 1차측 회로는 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 풀브릿지 회로를 포함하고, 상기 출력 커패시터와 연결되는 2차측 회로는 정류 회로, 상기 정류 회로와 연결되는 클램프 커패시터 및 제5 다이오드와, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제5 다이오드 사이에 마련되는 제6 다이오드, 상기 클램프 커패시터 및 상기 제6 다이오드 사이에 마련되는 부가 스위치로 구성되는 부가 회로 및 상기 부가 회로와 연결되는 출력 인덕터를 포함하며, 상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로 사이에 전압 변환을 수행하는 변압기가 마련된 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법에 있어서,
상기 1차측 회로에서는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 스위치 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 변압기로 전달하고,
상기 2차측 회로에서는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드와 상기 제5 다이오드에 의해 상기 변압기를 통해 상기 1차측 회로로부터 전달 받은 상기 입력 전원을 정류하여 상기 출력 커패시터로 전달하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
상기 1차측 회로에서는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 스위치 상기 제4 스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력 전원을 상기 변압기로 전달하고,
상기 2차측 회로에서는,
소프트 스위칭 조건 하에서 동작하는 상기 제1 다이오드 내지 상기 제4 다이오드와 상기 제5 다이오드에 의해 상기 변압기를 통해 상기 1차측 회로로부터 전달 받은 상기 입력 전원을 정류하여 상기 출력 커패시터로 전달하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제12항에 있어서,
상기 1차측 회로에서는,
상기 풀브릿지 회로의 대각선상에 마련된 제1 스위치 및 제4 스위치와, 제2 스위치 및 제3 스위치가 쌍을 이루어 동일하게 턴온 또는 턴오프 동작하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
상기 1차측 회로에서는,
상기 풀브릿지 회로의 대각선상에 마련된 제1 스위치 및 제4 스위치와, 제2 스위치 및 제3 스위치가 쌍을 이루어 동일하게 턴온 또는 턴오프 동작하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제13항에 있어서,
상기 2차측 회로에서는,
상기 부가 스위치가 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치와 동일하게 턴온 동작하되, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치보다 먼저 턴오프 동작하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
상기 2차측 회로에서는,
상기 부가 스위치가 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치와 동일하게 턴온 동작하되, 상기 제1 스위치 내지 상기 제4 스위치보다 먼저 턴오프 동작하는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제14항에 있어서,
상기 2차측 회로에서는,
상기 부가 스위치가 턴 오프되면 상기 클램프 커패시터가 충전되고, 상기 부가 스위치가 턴 온되면 상기 클램프 커패시터에 저장된 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
상기 2차측 회로에서는,
상기 부가 스위치가 턴 오프되면 상기 클램프 커패시터가 충전되고, 상기 부가 스위치가 턴 온되면 상기 클램프 커패시터에 저장된 에너지가 상기 출력 커패시터로 방전되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
제15항에 있어서,
상기 2차측 회로에서는,
상기 출력 인덕터의 프리휠링 전류가 흐를 수 있도록 상기 제5 다이오드 및 상기 제6 다이오드에 의한 폐루프가 형성되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
상기 2차측 회로에서는,
상기 출력 인덕터의 프리휠링 전류가 흐를 수 있도록 상기 제5 다이오드 및 상기 제6 다이오드에 의한 폐루프가 형성되는 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
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|---|---|---|---|---|
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| CN110518805A (zh) * | 2019-09-20 | 2019-11-29 | 山东省纽特动力科技有限责任公司 | 一种dcdc升压变换器及实现全范围软开关的方法 |
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| CN115603588A (zh) * | 2022-10-27 | 2023-01-13 | 北京智芯微电子科技有限公司（Cn） | 桥变换电路、电路工作方法及电子装置 |
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