CN113014098B - 用于交错并联型双向dc/dc变换器的模糊自整定pid控制算法 - Google Patents

用于交错并联型双向dc/dc变换器的模糊自整定pid控制算法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，属于电力电子技术领域。本发明针对常规PID控制方法***动态响应速度相对较慢，难以满足实际电源***的正常工作需求的特点提出了模糊自整定PID控制算法，模糊控制的引入使得电流和电压的动态响应速度变快、超调量减小、电流跟踪精度变高；针对实际工作***各元件参数难以精确测量的问题，模糊控制可以在被控***参数不确定的情况下保证控制效果。本发明所述控制过程的设计比较简单，控制***的响应速度较快，动态特性和静态特性较好，表现出较强的稳定性和鲁棒性，可应用于需要电能双向传输与变换等场合。

Description

用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法
技术领域
本发明设计一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，属于电力电子技术领域。
背景技术
随着电力电子技术的发展，电力电子变换器得到了越来越广泛的应用。在货运卡车的车载双电源***、直流不停电电源***、混合电动汽车中的辅助电力供应***、移动发电***、新能源并网与储能***等场合，要求电力电子变换器能够实现电能的双向传输与变换。在这些场合，由于具有电压电流应力小、输出电压电流纹波小、通态损耗低、高功率密度和高可靠性等优点，基于同步四开关Buck-Boost的双向DC/DC变换器得到了广泛应用。
常规PID控制方法是基于同步四开关Buck-Boost的双向DC/DC变换器常用的控制方法。但是，应用于实际电源***的交错并联型双向DC/DC变换器要求具有较快的响应速度，该控制方法***动态响应速度相对较慢，难以满足实际电源***的正常工作需求。同时，如果采用常规的PID参数整定规则，由于实际工作***各元件参数的不确定性，难以通过理论计算出精确的PID参数，故控制效果很难得到保证。
模糊自整定PID控制算法常用于复杂控制***，例如被控对象是非线性和时不变的控制***。相较于常规PID控制方法，采用模糊控制变换器的控制***具有良好的动态特性和静态特性，例如电流和电压的动态响应速度快、超调量小、电流跟踪精度高、电流内环的均流效果好等。此外，采用模糊控制的***不需要知道被控对象的精确数学模型，就能够有效提高***的稳态特性、响应速度和鲁棒性能。因此，将模糊自整定PID控制算法应用于交错并联型双向DC/DC变换器的控制***中，不仅能够缩短***动态响应时间、进一步减小超调量、提高电流跟踪精度，还可以在被控对象参数不确定的情况下保证控制效果，更好地适应实际电源***的工作需求。虽然模糊控制具有上述优点，但是，其在应用中的主要问题是模糊规则和比例系数的修正较为复杂，若调整不当控制效果难以达到预期。
发明内容
为克服常规PID控制方法应用于交错并联型双向DC/DC变换器的不足，本发明提出了一种模糊自整定PID控制算法。该方法首先使用常规PID控制方法来实现基本的控制效果，再在电压控制器和电流控制器中运用模糊控制来改善***的动态特性，如在负载参数变化时提高***动态响应速度、减小超调量，同时也能改善***的稳态特性，如提高电流跟踪精度。两相电流环相同的电感电流参考值可以在元件参数不完全相同时达到均流效果。
为了实现上述目的，交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法按以下步骤实现，包括：
步骤1，建立交错并联型双向DC/DC变换器小信号模型；
步骤2，根据小信号模型等效电路求出传递函数Gid(s)、Gvd(s)、Gvi(s)；
步骤3，建立控制***框图；
步骤4，以剪切频率和转折频率最优为原则设计电流环和电压环的PI参数；
步骤5，选择模糊控制器的输入变量，确立模糊化方法；
步骤6，设计电压模糊PI控制器和电流模糊PI控制器的模糊控制规则；
步骤7，确立反模糊化方法和模糊控制器输出后的工作过程；
步骤8，确定模糊控制器的量化因子和比例因子。
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤1具体为：
(1)当双向DC/DC变换器工作在交错并联Boost状态时，VT1和VT5保持导通，VT2和VT6保持关断，VT3和VT7以一定占空比工作，VT4和VT8以带死区时间的互补占空比工作，根据直流直流变换器小信号建模方法求得电感电压和电容电流的状态空间平均方程为：
Figure BDA0003013075990000021
Figure BDA0003013075990000022
Figure BDA0003013075990000031
其中，V2为输出侧端电压，RESR为输出侧等效负载，L1、L2为储能电感，C1、C2为滤波电容，d1(t)为第一路Boost电路占空比，d1’(t)为第一路Boost电路的互补占空比且d1’(t)＝1-d1(t)，
Figure BDA0003013075990000032
为第一路Boost电路占空比扰动量，D1为第一路Boost电路稳态占空比，D1’为第一路Boost电路互补占空比的稳态值，d2(t)为第二路Boost电路占空比，d2’(t)为第二路Boost电路的互补占空比且d2’(t)＝1-d2(t)，
Figure BDA0003013075990000033
为第二路Boost电路占空比扰动量，D2为第二路Boost电路稳态占空比，D2’为第二路Boost电路互补占空比的稳态值，IL1为第一路Boost电路电感电流稳态值，
Figure BDA0003013075990000034
为第一路Boost电路电感电流扰动量，IL2为第二路Boost电路电感电流稳态值，
Figure BDA0003013075990000035
为第二路Boost电路电感电流扰动量，
Figure BDA0003013075990000036
为输入电压扰动量，
Figure BDA0003013075990000037
为输出电压扰动量；
由于本电路结构采用两相交错并联，因此两相元件参数完全相同，两相电感电流平均值也完全相同，
Figure BDA0003013075990000038
其中IL为输入电流平均值；假设输出电流平均值为Io，则根据基本Boost电路关系有：
Figure BDA0003013075990000039
式中，V20为输出侧电源电压，D为电路稳态占空比，且D1＝D2＝D；
(2)当双向DC/DC变换器工作在交错并联Buck状态时，VT1和VT5保持导通，VT2和VT6保持关断，VT4和VT8作为Buck电路的主开关管以一定占空比工作，VT3和VT7以带死区时间的互补占空比工作，根据直流直流变换器小信号建模方法可以求得电感电压和电容电流的状态空间平均方程为：
Figure BDA00030130759900000310
Figure BDA00030130759900000311
Figure BDA0003013075990000041
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤2具体为：
(1)在正向Boost模式下，输入侧V1相当于充电侧，则输入侧的扰动量
Figure BDA0003013075990000042
对正向Boost充电模式下的电感电压和电容电流的状态空间平均方程式(1)～式(3)做拉普拉斯变换，并结合式(4)可求得占空比与电感电流的传递函数Gid(s)、占空比与电压V2的传递函数Gvd(s)和电感电流与电压V2的传递函数Gvi(s)为：
Figure BDA0003013075990000043
Figure BDA0003013075990000044
Figure BDA0003013075990000045
(2)在反向Buck模式下，输入侧V2相当于充电侧，则输入侧的扰动量
Figure BDA0003013075990000046
对反向Buck充电模式下的电感电压和电容电流的状态空间平均方程式(5)～式(7)做拉普拉斯变换，可求得占空比与电感电流的传递函数Gid(s)、占空比与电压V1的传递函数Gvd(s)和电感电流与电压V1的传递函数Gvi(s)为：
Figure BDA0003013075990000047
Figure BDA0003013075990000048
Figure BDA0003013075990000051
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤3具体为：
基本控制策略为电压外环和电流内环的双闭环控制，内环有两条相同的支路，其中每条支路都有一个电流环；设定的电压参考值Vref与采集到的实际输出电压V2比较得到电压误差Ve，输入电压环模糊PI控制器，该PI控制器将输出总电感电流参考值ILref；将总电流参考值ILref均分后作为两个电流内环的电感电流参考值，与采集到的电感电流IL1、IL2比较得到电感电流误差ILe1、ILe2，输入各电流环模糊PI控制器，电流环模糊PI控制器输出驱动脉冲占空比d1、d2并控制开关管的通断，实现对双向DC/DC变换器的控制。
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤4具体为：
(1)考虑双向DC/DC变换器的实际应用场合，以剪切频率和转折频率最优为原则设计电流环的PI参数，假设电流环PI控制器的传递函数为
Figure BDA0003013075990000052
有：
Figure BDA0003013075990000053
Figure BDA0003013075990000054
式中，Goi(s)＝GPWM(s)Gid(s)Hi(s)为未校正前的开环传递函数，GPWM(s)＝1为PWM发生器的传递函数，Hi(s)＝1为电感电流采样系数，fn为转折频率，fc为剪切频率；由此可计算出电流环的PI参数KP-I0和KI-I0，将校正后的电流内环简化成一个传递函数：
Figure BDA0003013075990000055
(2)电压开环传递函数Goi(s)＝Gi(s)Gvi(s)Hv(s)，其中Hv(s)＝1为输出电压采样系数，类似电流环PI控制器的设计方法，结合式(14)～式(16)，可以确定电压环PI控制器的参数KP-V0和KI-V0。
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤5具体为：
电压模糊控制器和电流模糊控制器的输入变量均为误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000061
模糊化方法即输入隶属度函数选择三角形函数，误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000062
的论域为[-3,3]，根据输入隶属度函数将误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000063
的精确量转化到模糊论域中，即输出模糊变量E和EC。
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤6具体为：
建立模糊规则库，即确定在输入任意一组E和EC时输出的PI参数的模糊变量，模糊规则的制定需要通过对PI参数的调试才能确定；PI参数变化对控制***的影响可以归纳为：
(1)增大比例系数KP，一般将加快***的响应，在有静差的情况下有利于减小静差；但过大的比例系数会使***有较大的超调，并产生振荡，使稳定性变坏；
(2)增大积分时间
Figure BDA0003013075990000064
有利于减小超调，减小振荡，使***更加稳定，但***静差的消除将随之减慢；
按照已有控制规律和实际***动态响应情况确定最优的模糊控制规则。
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤7具体为：
对于输出变量进行解模糊化处理，输出模糊变量为PI参数的变化量，反模糊化方法采用Mamdani推理模型进行解模糊化处理，可得到一组PI参数的精确量，即ΔKP-I、ΔKI-I、ΔKP-V和ΔKI-V，再分别与已知的PI参数KP-I0、KI-I0、KP-V0、KI-V0相加即可得到PI控制器的最终参数取值，具体实现过程为：
Figure BDA0003013075990000065
Figure BDA0003013075990000071
式中，ei(t)为电流误差，ev(t)为电压误差。
本发明一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，步骤8具体为：
由于误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000072
的论域为[-3,3]，因此为了适应实际工作情况需要对论域进行修正，在电压模糊控制器和电流模糊控制器的输入侧各串入一个比例环节，称为量化因子；在电压模糊控制器和电流模糊控制器的输出侧各串入一个比例环节，称为比例因子；通过不断调节量化因子和比例因子并观察输出特性曲线的变化规律和与常规PID控制输出特性曲线的区别以确定最优取值。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，具有以下有益效果：
1)模糊控制能够改善***的动态性能，电流和电压的动态响应速度快、超调量小；
2)模糊控制能够改善***的静态性能，电流跟踪精度高、电流内环的均流效果好；
3)模糊控制能够在被控***参数不确定的情况下保证控制效果，更好地适应实际电源***的工作需求。
附图说明
通过以下参照附图对本发明进行描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为本发明的电路结构示意图；
图2为本发明的正向Boost模式简化等效电路图；
图3为本发明的正向Boost模式模糊自整定PID控制算法的结构框图；
图4为本发明的正向Boost模式模糊自整定PID控制算法的***图；
图5为本发明的正向Boost模式模糊自整定PID控制算法的具体实现过程；
图6为本发明的正向Boost模式常规PID和模糊PID控制效果对比图。
由于正向Boost模式和反向Buck模式的模糊自整定PID控制算法的结构框图、***图和具体实现过程类似，故仅对正向Boost模式进行附图说明。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步详细描述。以下实施例或者附图用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
具体实施方式一：下面结合图1和图2说明交错并联型双向DC/DC变换器小信号模型的建立过程，双向DC/DC变换器由两组同步四开关Buck-Boost变换器并联得到，根据变换器两侧能量流动方向的不同，变换器可分别工作在Buck模式和Boost模式。
(1)当双向DC/DC变换器工作在交错并联Boost状态时，VT1和VT5保持导通，VT2和VT6保持关断，VT3和VT7以一定占空比工作，VT4和VT8以带死区时间的互补占空比工作，根据直流直流变换器小信号建模方法求得电感电压和电容电流的状态空间平均方程为：
Figure BDA0003013075990000081
Figure BDA0003013075990000082
Figure BDA0003013075990000083
其中，V2为输出侧端电压，RESR为输出侧等效负载，L1、L2为储能电感，C1、C2为滤波电容，d1(t)为第一路Boost电路占空比，d1’(t)为第一路Boost电路的互补占空比，d1’(t)＝1-d1(t)，
Figure BDA0003013075990000084
为第一路Boost电路占空比扰动量，D1为第一路Boost电路稳态占空比，D1’为第一路Boost电路互补占空比的稳态值，d2(t)为第二路Boost电路占空比，d2’(t)为第二路Boost电路的互补占空比，d2’(t)＝1-d2(t)，
Figure BDA0003013075990000085
为第二路Boost电路占空比扰动量，D2为第二路Boost电路稳态占空比，D2’为第二路Boost电路互补占空比的稳态值，IL1为第一路Boost电路电感电流稳态值，
Figure BDA0003013075990000086
为第一路Boost电路电感电流扰动量，IL2为第二路Boost电路电感电流稳态值，
Figure BDA0003013075990000087
为第二路Boost电路电感电流扰动量，
Figure BDA0003013075990000088
为输入电压扰动量，
Figure BDA0003013075990000091
为输出电压扰动量。
由于本电路结构采用两相交错并联，因此两相元件参数完全相同，两相电感电流平均值也完全相同，
Figure BDA0003013075990000092
其中IL为输入电流平均值。假设输出电流平均值为Io，则根据基本Boost电路关系有：
Figure BDA0003013075990000093
式中，V20为输出侧电源电压，D为电路稳态占空比，且D1＝D2＝D。
(3)当双向DC/DC变换器工作在交错并联Buck状态时，VT1和VT5保持导通，VT2和VT6保持关断，VT4和VT8作为Buck电路的主开关管以一定占空比工作，VT3和VT7以带死区时间的互补占空比工作，根据直流直流变换器小信号建模方法可以求得电感电压和电容电流的状态空间平均方程为：
Figure BDA0003013075990000094
Figure BDA0003013075990000095
Figure BDA0003013075990000096
具体实施方式二：根据小信号模型等效电路求出传递函数Gid(s)、Gvd(s)、Gvi(s)。
(3)在正向Boost模式下，输入侧V1相当于充电侧，则输入侧的扰动量
Figure BDA0003013075990000097
对正向Boost充电模式下的电感电压和电容电流的状态空间平均方程式(1)～式(3)做拉普拉斯变换，并结合式(4)可求得占空比与电感电流的传递函数Gid(s)、占空比与电压V2的传递函数Gvd(s)和电感电流与电压V2的传递函数Gvi(s)为：
Figure BDA0003013075990000098
Figure BDA0003013075990000101
Figure BDA0003013075990000102
(4)在反向Buck模式下，输入侧V2相当于充电侧，则输入侧的扰动量
Figure BDA0003013075990000103
对反向Buck充电模式下的电感电压和电容电流的状态空间平均方程式(5)～式(7)做拉普拉斯变换，可求得占空比与电感电流的传递函数Gid(s)、占空比与电压V1的传递函数Gvd(s)和电感电流与电压V1的传递函数Gvi(s)为：
Figure BDA0003013075990000104
Figure BDA0003013075990000105
Figure BDA0003013075990000106
具体实施方式三：下面结合图3和图4说明正向Boost模式控制***框图的工作原理。基本控制策略为电压外环和电流内环的双闭环控制，内环有两条相同的支路，其中每条支路都有一个电流环；设定的电压参考值Vref与采集到的实际输出电压V2比较得到电压误差Ve，输入电压环模糊PI控制器，该PI控制器将输出总电感电流参考值ILref；将总电流参考值ILref均分后作为两个电流内环的电感电流参考值，与采集到的电感电流IL1、IL2比较得到电感电流误差ILe1、ILe2，输入各电流环模糊PI控制器，电流环模糊PI控制器输出驱动脉冲占空比d1、d2并控制开关管的通断，实现对双向DC/DC变换器的控制。
具体实施方式四：以剪切频率和转折频率最优为原则设计电流环和电压环的PI参数。
(1)考虑双向DC/DC变换器的实际应用场合，以剪切频率和转折频率最优为原则设计电流环的PI参数，假设电流环PI控制器的传递函数为
Figure BDA0003013075990000111
有：
Figure BDA0003013075990000112
Figure BDA0003013075990000113
式中，Goi(s)＝GPWM(s)Gid(s)Hi(s)为未校正前的开环传递函数，GPWM(s)＝1为PWM发生器的传递函数，Hi(s)＝1为电感电流采样系数，fn为转折频率，fc为剪切频率；由此可计算出电流环的PI参数KP-I0和KI-I0，将校正后的电流内环简化成一个传递函数：
Figure BDA0003013075990000114
(2)电压开环传递函数Goi(s)＝Gi(s)Gvi(s)Hv(s)，其中Hv(s)＝1为输出电压采样系数，类似电流环PI控制器的设计方法，结合式(14)～式(16)，可以确定电压环PI控制器的参数KP-V0和KI-V0。
具体实施方式五：选择模糊控制器的输入变量，确立模糊化方法。电压模糊控制器和电流模糊控制器的输入变量均为误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000115
模糊化方法即输入隶属度函数选择三角形函数，误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000116
的论域为[-3,3]，根据输入隶属度函数将误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000117
的精确量转化到模糊论域中，即输出模糊变量E和EC。
具体实施方式六：设计电压模糊PI控制器和电流模糊PI控制器的模糊控制规则。建立模糊规则库，即确定在输入任意一组E和EC时输出的PI参数的模糊变量，模糊规则的制定需要通过对PI参数的调试才能确定；PI参数变化对控制***的影响可以归纳为：
(3)增大比例系数KP，一般将加快***的响应，在有静差的情况下有利于减小静差；但过大的比例系数会使***有较大的超调，并产生振荡，使稳定性变坏；
(4)增大积分时间
Figure BDA0003013075990000121
有利于减小超调，减小振荡，使***更加稳定，但***静差的消除将随之减慢；
按照已有控制规律和实际***动态响应情况确定最优的模糊控制规则。
具体实施方式七：下面结合图5说明确立反模糊化方法和模糊控制器输出后的工作过程。对于输出变量进行解模糊化处理，输出模糊变量为PI参数的变化量，反模糊化方法采用Mamdani推理模型进行解模糊化处理，可得到一组PI参数的精确量，即ΔKP-I、ΔKI-I、ΔKP-V和ΔKI-V，再分别与已知的PI参数KP-I0、KI-I0、KP-V0、KI-V0相加即可得到PI控制器的最终参数取值，具体实现过程为：
Figure BDA0003013075990000122
Figure BDA0003013075990000123
式中，ei(t)为电流误差，ev(t)为电压误差。
具体实施方式八：确定模糊控制器的量化因子和比例因子。由于误差e和误差变化率
Figure BDA0003013075990000124
的论域为[-3,3]，因此为了适应实际工作情况需要对论域进行修正，在电压模糊控制器和电流模糊控制器的输入侧各串入一个比例环节，称为量化因子；在电压模糊控制器和电流模糊控制器的输出侧各串入一个比例环节，称为比例因子；通过不断调节量化因子和比例因子并观察输出特性曲线的变化规律和与常规PID控制输出特性曲线的区别以确定最优取值。
具体实施方式九：以电流内环为例并结合图6说明上述步骤的计算过程。已知V2＝32V，V20＝31.9156V，C2＝100μF，L＝80μH，RESR＝2mΩ，D’＝0.8438，代入式(8)可求得当前传递函数
Figure BDA0003013075990000125
设计电流环PI控制器使补偿后的***穿越频率fc＝1kHz，PI控制器转折频率fn＝200Hz，代入式(14)和式(15)可解得KP-I0＝0.016、KI-I0＝19.68。假设电流误差ei、电流误差变化率eci的量化因子分别为kei和keci，ΔKP-I和ΔKI-I的比例因子分别为kpi、kii，且令kei＝keci＝kpi＝kii＝1。通过控制变量法，即先只调节一个因子并观察输出曲线的性能指标，包括上升时间、超调量、调节时间、振荡次数和稳态误差，可得以下结论：
1)当增大量化因子kei时控制***的上升时间变长，当减小量化因子kei时控制***的超调量变大、调节时间变长；
2)当增大量化因子keci时控制***的控制效果与常规PID控制效果相当，当减小量化因子keci时控制***的调节时间变短、振荡次数增加；
3)当增大比例因子kpi时控制***的上升时间变短、超调量变大、振荡次数增加、调节时间变短，当减小比例因子kpi时控制***的控制效果与常规PID控制效果相当；
4)当增大比例因子kii时控制***的上升时间变短、调节时间变短，当减小比例因子kii时控制***的超调量变小。
经过不断调试，最终选定kei＝0.08、keci＝0.00001、kpi＝0.39、kii＝5，相比于常规PID控制效果，在这种情况下控制***的上升时间变短、超调量变小、调节时间变短、稳态误差为零，动态特性和稳态特性均得到较好的改善。

Claims (9)

1.一种用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，包括：
步骤1，建立交错并联型双向DC/DC变换器小信号模型；
步骤2，根据小信号模型等效电路求出传递函数Gid(s)、Gvd(s)和Gvi(s)；
步骤3，建立控制***框图；
步骤4，以剪切频率和转折频率最优为原则设计电流环和电压环的PI参数；
步骤5，选择模糊控制器的输入变量，确立模糊化方法；
步骤6，设计电压模糊PI控制器和电流模糊PI控制器的模糊控制规则；
步骤7，确立反模糊化方法和模糊控制器输出后的工作过程；
步骤8，确定模糊控制器的量化因子和比例因子。
2.根据权利要求1所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤1具体为：
(1)当双向DC/DC变换器工作在交错并联Boost状态时，根据DC/DC变换器小信号建模方法求得电感电压和电容电流的状态空间平均方程为：
Figure FDA0003584759560000011
Figure FDA0003584759560000012
Figure FDA0003584759560000013
其中，V2为输出侧端电压，RESR为输出侧等效负载，L1、L2为储能电感，C1、C2为滤波电容，d1(t)为第一路Boost电路占空比，d1’(t)为第一路Boost电路的互补占空比且d1’(t)＝1-d1(t)，
Figure FDA0003584759560000014
为第一路Boost电路占空比扰动量，D1为第一路Boost电路稳态占空比，D1’为第一路Boost电路互补占空比的稳态值，d2(t)为第二路Boost电路占空比，d2’(t)为第二路Boost电路的互补占空比且d2’(t)＝1-d2(t)，
Figure FDA0003584759560000015
为第二路Boost电路占空比扰动量，D2为第二路Boost电路稳态占空比，D2’为第二路Boost电路互补占空比的稳态值，IL1为第一路Boost电路电感电流稳态值，
Figure FDA0003584759560000016
为第一路Boost电路电感电流扰动量，IL2为第二路Boost电路电感电流稳态值，
Figure FDA0003584759560000021
为第二路Boost电路电感电流扰动量，
Figure FDA0003584759560000022
为输入电压扰动量，
Figure FDA0003584759560000023
为输出电压扰动量；
由于本电路结构采用两相交错并联，因此两相元件参数完全相同，两相电感电流平均值也完全相同，
Figure FDA0003584759560000024
其中IL为输入电流平均值；假设输出电流平均值为Io，则根据基本Boost电路关系有：
Figure FDA0003584759560000025
式中，V20为输出侧电源电压，D为电路稳态占空比，且D1＝D2＝D；
(2)当双向DC/DC变换器工作在交错并联Buck状态时，根据DC/DC变换器小信号建模方法可以求得电感电压和电容电流的状态空间平均方程为：
Figure FDA0003584759560000026
Figure FDA0003584759560000027
Figure FDA0003584759560000028
3.根据权利要求2所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤2具体为：
(1)在正向Boost模式下，V1相当于充电侧，则输入侧的扰动量
Figure FDA0003584759560000029
对正向Boost充电模式下的电感电压和电容电流的状态空间平均方程式(1)～式(3)做拉普拉斯变换，并结合式(4)可求得占空比与电感电流的传递函数Gid(s)、占空比与V2的传递函数Gvd(s)和电感电流与V2的传递函数Gvi(s)为：
Figure FDA00035847595600000210
Figure FDA00035847595600000211
Figure FDA0003584759560000031
(2)在反向Buck模式下，V2相当于充电侧，则输入侧的扰动量
Figure FDA0003584759560000032
对反向Buck充电模式下的电感电压和电容电流的状态空间平均方程式(5)～式(7)做拉普拉斯变换，可求得占空比与电感电流的传递函数Gid(s)、占空比与V1的传递函数Gvd(s)和电感电流与电压V1的传递函数Gvi(s)为：
Figure FDA0003584759560000033
Figure FDA0003584759560000034
Figure FDA0003584759560000035
4.根据权利要求3所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤3具体为：
基本控制策略为电压外环和电流内环的双闭环控制，内环有两条相同的支路，其中每条支路都有一个电流环；设定的电压参考值Vref与采集到的V2比较得到电压误差Ve，输入电压环模糊PI控制器，该PI控制器将输出总电感电流参考值ILref；将总电流参考值ILref均分后作为两个电流内环的电感电流参考值，与采集到的电感电流IL1、IL2比较得到电感电流误差ILe1、ILe2，输入各电流环模糊PI控制器，电流环模糊PI控制器输出驱动脉冲占空比d1、d2并控制开关管的通断，实现对双向DC/DC变换器的控制。
5.根据权利要求4所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤4具体为：
(1)考虑双向DC/DC变换器的实际应用场合，以剪切频率和转折频率最优为原则设计电流环的PI参数，假设电流环PI控制器的传递函数为
Figure FDA0003584759560000041
有：
Figure FDA0003584759560000042
Figure FDA0003584759560000043
式中，Goi(s)＝GPWM(s)Gid(s)Hi(s)为未校正前的开环传递函数，GPWM(s)＝1为PWM发生器的传递函数，Hi(s)＝1为电感电流采样系数，fn为转折频率，fc为剪切频率；由此可计算出电流环的PI参数KP-I0和KI-I0，将校正后的电流内环简化成一个传递函数：
Figure FDA0003584759560000044
(2)电压开环传递函数Goi(s)＝Gi(s)Gvi(s)Hv(s)，其中Hv(s)＝1为输出电压采样系数，根据电流环PI控制器的设计方法，结合式(14)～式(16)，可以确定电压环PI控制器的参数KP-V0和KI-V0。
6.根据权利要求5所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤5具体为：
电压模糊控制器和电流模糊控制器的输入变量均为误差e和误差变化率
Figure FDA0003584759560000045
模糊化方法即输入隶属度函数选择三角形函数，误差e和误差变化率
Figure FDA0003584759560000046
的论域为[-3,3]，根据输入隶属度函数将误差e和误差变化率
Figure FDA0003584759560000047
的精确量转化到模糊论域中，即输出模糊变量E和EC。
7.根据权利要求6所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤6具体为：
建立模糊规则库，即确定在输入任意一组E和EC时输出的PI参数的模糊变量，模糊规则的制定需要通过对PI参数的调试才能确定；PI参数变化对控制***的影响可以归纳为：
(1)增大比例系数KP，将加快***的响应，在有静差的情况下有利于减小静差；但过大的比例系数会使***有较大的超调，并产生振荡，使稳定性变坏；
(2)增大积分时间
Figure FDA0003584759560000051
有利于减小超调，减小振荡，使***更加稳定，但***静差的消除将随之减慢；
按照已有控制规律和实际***动态响应情况确定最优的模糊控制规则。
8.根据权利要求7所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤7具体为：
对于输出变量进行解模糊化处理，输出模糊变量为PI参数的变化量，反模糊化方法采用Mamdani推理模型进行解模糊化处理，可得到一组PI参数的精确量，即ΔKP-I、ΔKI-I、ΔKP-V和ΔKI-V，再分别与已知的PI参数KP-I0、KI-I0、KP-V0、KI-V0相加即可得到PI控制器的最终参数取值，具体实现过程为：
Figure FDA0003584759560000052
Figure FDA0003584759560000053
式中，ei(t)为电流误差，ev(t)为电压误差。
9.根据权利要求8所述的用于交错并联型双向DC/DC变换器的模糊自整定PID控制算法，其特征在于，步骤8具体为：
由于误差e和误差变化率
Figure FDA0003584759560000054
的论域为[-3,3]，因此为了适应实际工作情况需要对论域进行修正，在电压模糊控制器和电流模糊控制器的输入侧各串入一个比例环节，称为量化因子；在电压模糊控制器和电流模糊控制器的输出侧各串入一个比例环节，称为比例因子；通过不断调节量化因子和比例因子并观察输出特性曲线的变化规律和与常规PID控制输出特性曲线的区别以确定最优取值。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN113507208B (zh) * 2021-06-30 2022-07-22 中国科学技术大学 多相串联电容直流-直流转换器、控制方法
CN113691136B (zh) * 2021-07-30 2022-08-09 科华数据股份有限公司 一种变换电路的控制方法及控制装置
CN113595395B (zh) * 2021-07-30 2024-04-02 成都迈林特科技有限公司 基于模糊pid控制的双路llc谐振电源及均流实现方法
CN117394690A (zh) * 2023-10-24 2024-01-12 东莞光亚智能科技有限公司 基于四相交错dc-dc电路的自适应pi调节方法、变换器

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101694962B (zh) * 2009-10-16 2012-01-11 电子科技大学 一种用于开关稳压电源控制器的环路补偿电路
CN104796020B (zh) * 2015-04-17 2017-03-01 西南交通大学 一种pwm整流器中模糊pi控制器参数设计方法
CN108649799B (zh) * 2018-05-29 2020-04-10 福建星云电子股份有限公司 一种新型双向dc变换器及其控制方法
CN108768175B (zh) * 2018-06-15 2020-06-16 大连海事大学 一种多相交错并联dc-dc变换器装置
CN110138184A (zh) * 2019-06-26 2019-08-16 哈尔滨工业大学 一种三相功率整流器的自适应控制方法及控制装置

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