CN112953593A - LoRa高级接收器 - Google Patents

Abstract

一种LoRa接收器，其用于利用高级模块来处理经数字啁啾扩频调制的信号以用于定时误差的确定和/或频率误差的确定，该LoRa接收器被布置成估计每个符号中的频率不连续点的位置，从每个符号中提取一个或多个频率连续分段，对相干分段进行去啁啾，确定定时误差、和/或频率误差、和/或调制值、和/或SNR。

Description

LoRa高级接收器

技术领域

在实施例中，本发明涉及数字无线电接收器的领域，并且特别地涉及用于数字合成的啁啾(chirp)扩频信号的无线电接收器。

背景技术

欧洲专利申请EP2449690描述了一种使用数字合成的啁啾符号作为调制的通信***和一种合适的基于FFT的接收器。

在各种种类的射频电路中的啁啾生成是已知的，例如，US6549562描述了用于生成经调制的啁啾信号的方法，同时EP0952713示出了基于啁啾信号的同步过程。

除了别的之外，US6940893和US6614853描述了通过使脉冲信号通过色散滤波器来生成和使用啁啾信号，以及基于其的通信方案。

本领域中已知的其它参考文献描述了使用数字合成的啁啾符号作为调制的通信***以及合适的基于FFT的接收器。除了别的之外，欧洲专利申请EP2763321描述了一种这样的调制方法，其中信号的相位基本上是连续的，并且啁啾通过下述方式嵌入在数据帧中：允许发射器和接收器节点之间的同步以及确定它们之间的传播范围。该调制方案被用在Semtech公司的远程LoRa^TMRF技术中，并且在本文档的后面将被简称为“LoRa”。

EP2767847涉及允许估计无线链路的端点之间的距离的LoRa协议的变型。

EP3264622公开了适合于物联网应用的低复杂度LoRa接收器。

发明内容

根据本发明，这些目的借助于所附权利要求的对象来实现。

附图说明

借助于通过示例给出并由附图图示的实施例的描述，将更好地理解本发明，其中：

图1以示意性简化的方式示出了根据本发明的一个方面的无线电调制解调器的结构。

图2a绘出了根据本发明的一个方面的基本啁啾和经调制的啁啾的瞬时频率。相同信号的相位在图2b中表示，并且图2c绘出了时域中的基本啁啾的实分量和复分量。

图3示意性地表示了在本发明的帧中的两个设备之间交换的数据帧的结构。

图4示意性地图示了根据本发明的用于接收的信号的基带处理器180的可能结构。

图5是定时误差的测量的输出函数的曲线图。

图6例示了经调制的LoRa信号中的频率不连续点。

图7图示了根据本发明的一个方面的定时误差评估过程。

图8a和8b绘出了在本发明中使用的两个误差估计器算法的输出，其中SNR接近极限灵敏度。在本说明书中被指定为“半-DFT”的前者考虑在调制峰值的邻域中的信号的去啁啾的(dechirped)相干段的傅立叶变换的幅度，而被指定为“相位跳变”估计器的后者是基于相同傅立叶变换中的值的复自变数。

图9表示组合不同误差估计器的方法。

具体实施方式

在欧洲专利EP3264622中描述了在本发明中采用的啁啾调制技术的若干方面，该专利通过引用特此并入，并且将在此概括地提醒。在图1中示意性表示的无线电收发器是本发明的可能的实施例。收发器包括基带部分200和射频部分100。由于本发明主要涉及接收器，所以发射器部分将仅附带地被提及；发射器部分包括基带调制器150，基带调制器150基于数字数据152在其输入处生成基带复信号。然后，由RF部分100将该基带复信号转换为期望的传输频率，由功率放大器120放大，并且由天线发射。

一旦在无线电链路的另一端上接收到信号，则由图1的收发器的接收部分处理该信号，该接收部分包括低噪声放大器160，随后是下变频级170，下变频级170生成包括一系列啁啾的基带信号(其也是例如由两个分量I、Q表示的复信号)，其然后由基带处理器180处理，基带处理器180的功能与调制器150的功能相反，并且提供重构的数字信号182。

如EP3264622中所讨论的，要处理的信号包括一系列啁啾，其频率沿着预定时间间隔从初始瞬时值f₀改变为最终瞬时频率f₁。为了简化描述，将假设所有啁啾具有相同的持续时间T，但是这不是对本发明的绝对要求。

基带信号中的啁啾可以由它们的瞬时频率的时间分布f(t)或者也可以由函数φ(t)来描述，该φ(t)将信号的相位定义为时间的函数，如在图2a-2b中绘出的。重要的是，处理器180被布置成处理和识别具有多个不同分布的啁啾，每个分布对应于预定调制字母表中的符号。

图2c是时域中对应于基本啁啾的基带信号的实分量和虚分量(I和Q)的曲线图。

该信号还可以包括共轭啁啾，即，作为基本未调制的啁啾的复共轭的啁啾。可以将这些视为向下啁啾(down-chirp)，其中频率从值为f₁＝BW/2下降到f₀＝-BW/2。

根据本发明的重要特征，接收的信号Rx可以包括基本啁啾(在下文中也称为未调制的啁啾)，其具有特定的和预定的频率分布；或包括通过对基本频率分布进行循环时移而从基本啁啾获得的可能的经调制的啁啾集合中的一个。作为示例，图2a图示了在啁啾的开始处的时刻t＝t₀与啁啾结束处的时刻t＝t₁之间的基本啁啾和一个经调制的啁啾的可能的频率和相位分布，而图2b示出了时域中的对应基带信号。水平标度例如对应于符号，并且虽然曲线被描绘为连续的，但是该曲线实际上表示在具体实现方式中的有限数量的离散样本。至于垂直标度，它们被归一化到预期带宽或到对应的相位跨度。该相位在图2b中表示为好像其是有界变量，以便更好地示出其连续性，但是其在具体实现方式中实际上可以跨越若干周期(revolution)。

我们用N表示符号的长度，或者等效地表示扩展因子。为了允许使用FFT的容易接收，优选地将N选择为二的幂。奈奎斯特采样频率为1/BW，以及符号的长度为N/BW。为了确定概念，但不将本发明限于这些特定数值，可以想象，在可能的应用中，BW是1MHz，并且N等于1024、512或256。载波频率可以在2.45GHz ISM频带中。在该实施例中，本发明的调制方案可以占用与

收发器相同的RF频带，并且可能重新利用或共享

收发器的RF部分。然而，本发明不限于该频带。

因此，经调制的符号为基本符号的循环移位，其为在0及N-1之间的任何数。调制值为0等同于没有调制。由于N是二的幂，因此每个经调制的啁啾因此可以被认为是对其循环移位中可以编码的log₂N个比特进行编码的符号。有时有利的是将符号星座限制为不使用所有理论上可能的循环移位的简化集合。

因此，可在下文中使用“循环移位值”以指示时域中的调制，并且使用“调制位置”或“峰值位置”表示频域中的调制。

在所描绘的示例中，基本啁啾的频率从初始值f₀＝-BW/2线性增加到最终值f₁＝BW/2，其中BW代表带宽扩展，但下降的啁啾或其它啁啾分布也是可能的。因此，以相对于预定的基本啁啾具有多个可能的循环移位中的一个的啁啾的形式对信息进行编码，每个循环移位对应于可能的调制符号或，换句话说，处理器180需要处理包括多个频率啁啾的信号，所述多个频率啁啾是基本啁啾分布的循环时移副本，并且提取在一系列的所述时移中编码的消息。

优选地，由本发明发射和接收的信号被组织在被适当地编码的包括前同步码和数据部分的帧中。前同步码和数据部分包括一系列调制和/或未调制的啁啾，其允许接收器将其时间基准与发射器的时间基准进行时间对准，检索信息元素，执行动作，或执行命令。在本发明的帧中，除了其他之外，根据信道状况、发射的数据或命令，数据帧可能有若干结构。图3示意性地表示可以在本发明的各个方面中采用的帧结构。

在所呈现的示例中，帧具有包括基本(即，未调制的或具有等于零的循环移位的)符号的检测序列411的前同步码。在接收器中使用检测序列411来检测信号的开始，并且优选地执行其时间基准与发射器中的时间基准的第一同步。符号分组412、413和414是由LoRa协议所需的，并且用于同步，但不一定是本发明的一部分。前同步码之后接着可以是消息报头415，消息报头415向接收器通知后面的数据的格式；以及由应用定义的有效载荷416。通过解调检测序列，接收器可以确定移位量并且使其时钟的频率和相位与发送器的频率和相位相适应，从而允许对后面的数据进行解码。

解调

优选地，啁啾的相位由连续函数φ(t)来描述，该连续函数φ(t)在啁啾的开始处和结束处具有相同的值：φ(t₀)＝φ(t₁)。由此，信号的相位跨符号边界是连续的，即在下文中将被称为符号间相位连续性的特征。在图2a中所示的示例中，函数f(t)是对称的，并且信号具有符号间相位连续性。如由EP2449690更详细地解释的，上述信号的结构允许接收器中的处理器180将其时间基准与发射器的时间基准对准，以及确定赋予每个啁啾的循环移位量。

评估接收到的啁啾相对于本地时间基准的时移的运算在下文中可以被称为“去啁啾”，并且可以通过解扩步骤和解调步骤有利地执行，解扩步骤涉及将接收的啁啾与本地生成的基本啁啾的复共轭相乘，解调步骤以执行解扩信号的FFT为主要部分。然而，去啁啾的其它方式也是可能的。

我们用

表示时域中的基带信号的复值，其中k是帧索引，并且j指示样本(sample)。组合的解扩和解调运算产生复信号

其中

表示共轭基本啁啾，并且

是傅立叶变换。FFT的最大值的位置指示移位和调制值。可以通过计算函数h(k)＝argmax_n(|X(k，n)|)来实现用于LoRa信号的简单“硬(hard)”解调器。

解扩和解调的这些运算分别在如图4中所表示的基带处理器180中的解扩单元183、解调单元185中实现。基带处理器之前有采样单元194，采样单元194以任何合适的方式生成一系列样本

然而，必须理解，这些措辞可以在功能上解释而不一定暗示物理上不同且独立的硬件元件。本发明还包括其中解扩单元和/或解调单元部分或全部以软件实现或利用与***的其它元件一样的资源。

在存在时间和频率同步误差二者的情况下，即使是小的误差，接收的符号的初始相位也不同于其最终相位，并且在瞬时啁啾频率回绕的点处也将存在相位不连续点。当符号未经调制时，这两个不连续点发生在相同的位置。当两个相位不连续点存在于接收的符号中时，傅立叶变换对具有相同瞬时频率的两个数据集合进行运算，但是其可以是相位相反的，或者部分地抵消。

如果存在单个不连续点，例如当仅存在频率误差时，由于其循环性质，则傅立叶变换仍将对相干数据进行运算。恒定频率的向量的中间的相位不连续点具有在向量的结束与开始之间的不连续点的相同效果。然而，如果傅立叶变换对异相数据集合进行运算，则相关峰值可以被复制，从而留下在期望的窗口(bin)位置上的非常小的值和两个较大的侧峰值。

定时误差估计

解调以消除复指数函数的载波频率为主要部分。如果定时是完美对准的，则频率将与一个FFT窗口对准。如果不是，则它将跨越若干窗口。存在用于通过查看若干FFT窗口的内容来估计复指数信号的准确频率的已知算法。然而，在现有的情况下，这些已知算法不能令人满意地产生效果，因为该信号包括由于循环移位而具有不同相位的两个指数复信号。

在优选实施例中，本发明的接收器如下跟踪并校正定时误差：

对于每个接收的符号，在发现FFT信号的最大幅度的位置的意义上，处理器首先执行硬解调。在帧同步阶段，只有三个解调值是个可能的，而在数据部分的解调期间，可以接收可以是完整或不完整的所使用的调制集合的所有值。如果使用简化的调制集合，则循环移位的硬解调的值将不一定与FFT最大值的位置匹配。这通常指示大于一个样本的定时误差，或者可由噪声信道引起。

用N表示最大值的位置，针对完整的调制集合，我们有：N＝argmax_n(|X(n，k)|)，而部分调制集合的结果是：

然后，接收器将定时误差评估为

忽略噪声，TE_raw是可被计算或测量并在图5中绘出的实际定时误差的函数。接收器被布置用于确定硬解调的循环移位N，计算在与N位置相邻的两个窗口处的FFT信号的总和幅度与N位置处的幅度之间的比率TE_raw。然后可以通过对图5的非线性函数求逆来从TE_raw获得实际的定时误差。TE_raw被定义为域±1样本中的实际定时误差的函数。当使用全调制集合时，定时误差被限制为±¹/₂样本，因此以上函数是足够的。如果采用简化的调制集合，则定时误差可超过一个样本。在这种情况下，可以根据相对于硬解调值的最大值的位置预先估计整数部分。

应注意，TE_raw在原点k＝0处具有水平拐点，并且当其用于估计定时误差时，其在其范围的中间呈现零灵敏度点。因此，使用此估计器的任何跟踪环路将不能够将定时误差保持在等于或非常接近零的稳定值。

为了克服上述灵敏度损失，如图6和7中所图示的本发明的处理器优选地包括在初始解调之后第二次处理符号的步骤，其中估计每个符号内的频率不连续点的位置，估计的位置用于提取每个符号中的连续子段，以及连续段的简化解调。可以以各种方式基于在解调的连续段中的峰值位置来估计频率误差。

如图6中所示，将LoRa信号的瞬时频率绘出为包括三个符号的时间的函数，该频率在每个符号边界处呈现跳变(虚垂直线)。第一符号S₀是未调制的，并且示出了从开始到结束的连续可变频率。下面的符号(S₁和S₂)是经调制的，并且具有由虚垂直线标记的不连续点。重要的是，不连续点的位置由循环移位确定，并且因此由每个符号的调制值确定。

回到图7，本发明的处理器对单独的接收的符号进行运算，并且包含对应于符号的一系列数字值的向量将由R₀(框201)表示。块213估计向量信号R₀中的不连续点的位置。估计不连续点的便利方式是借助于如上所述的“硬”LoRa解调器，并且包括去啁啾205傅立叶变换207的步骤，由此不连续点的位置将由复信号X₀中的最大值的位置来指示。估计不连续点的位置的其它方法是可能的并且包括在本发明的范围内。不连续点的位置可以是预先已知的。

块214针对每个经处理的符号确定排除频率不连续点的一个或多个频率连续分段。尽管存在不可避免的时间和频率误差，但是这些分段是相干的。

若干方法可用于提取分段：第一频率连续向量R_{1_0}(在图6中可见)可通过观察到根据不连续点的位置的知识可能选择具有长度SF/2(等于符号的全长的一半)的段来构造。另一种可能性是将输入向量R₀分成包括直到频率不连续点的所有样本的一个连续向量，以及包括在频率不连续点之后的所有样本的一个第二连续向量。这样的向量在图6中表示为R_{1_1}和R_{1_2}，其中按照惯例R_{1_1}是具有更多样本的向量。R_{1_1}和R_{1_2}最初具有可变的长度，但是它们可以通过填充或掩蔽而达到恒定的长度。

视情况而定，连续向量R_{1_0}、R_{1_1}、R₁_₂或其它连续向量由产生复向量X_{1_0}、X_{1_1}、X_{1_2}的去啁啾运算225和傅立叶变换227来解调。有利地，傅立叶变换227不需要是完整的FFT运算，因为该算法主要需要确定最大值的位置，例如，该最大值的位置根据X₀大约提前已知。傅立叶块227可以执行仅计算期望的最大值位置处和围绕期望的最大值位置的有限数量的窗口处的值的较简单的DFT运算。例如，每个DFT块227可以仅确定五个样本(对应于预期最大值位置的中心样本和每一侧上的两个“防护(guard)”样本)。

图7中的块指定可以部分地或完全地在软件中实现的处理步骤，并且不一定对应于物理不同的元件。向量R_{1_0}、R_{1_1}、R_{1_2}、X_{1_0}、X_{1_1}、X_{1_2}同样是虚拟的，并且不需要存储在存储器的物理上不同的区域中。

定时误差TE的一个可能的估计由以下“半-DFT”估计器提供：

其中N如之前一样是傅立叶变换X_{1_0}中的峰值的位置。与以上TE_raw函数相反，该估计器在中心中没有死点，并且实际上是具有恒定增益的定时误差的线性估计器。类似的估计器可以根据X_{1_1}或X_{1_2}构造，并且对于大多数调制值，这些估计器也提供了没有死区的正确估计，但是示出了非线性行为。对于未调制的符号，例如，X_{1_1}是与X₀相同的事物，而X_{1_2}为空；根据X_{1_1}估计的定时误差与以上公开的TE_raw相同。

以上所定义的恒定增益估计TE(k)仅使用符号中的一半样本，并且因此，信号/噪声比差了约3dB。至少对于接近SF/2的一些调制值，从X_{1_1}和X_{1_2}获得的估计具有可比的灵敏度并且可以被(非相干地)添加以改进处理增益和SNR。

定时误差估计可以用于跟踪和校正时域中的误差，例如使用其直接作为定时调整，包括在共轭啁啾的本地生成器上和在输入采样和抽取级时。

另外或可替代地，可以使用定时误差估计来校正频域中的误差，例如，更新作为按符号的***调整而应用的频率偏移。

还可以使用R_{1_1}和R_{1_2}获得频率误差和定时误差的独立估计，只要SNR是足够的并且这些向量具有类似的长度——R_{1_1}或R_{1_2}越短，则所需的SNR越高。如果向量R₀被包裹(wrap)，使得t₁≡t₂，则R_{1_1}和R_{1_2}覆盖整个符号并且在两个点处相遇：在频率从正值跳到负值的点m₁处，以及在符号t₁≡t₂的开始和结束处。该方法基于在这些边界处的两个相位不连续点处存在的相位跳变的测量。该方法仅对估计部分误差有效，并且不能确定整数频率和定时误差的组合，诸如例如，具有一个样本(-1/BW)的定时误差的1窗口(BW/2^SF)的频率误差。

当既不存在频率误差也不存在定时误差时，输入向量R₀的相位不具有不连续点，并且符号中的第一个样本和最后的样本具有相同的相位值，使得当向量被包裹时，R₀的相位是连续的。如果仅存在定时误差，则在R_{1_1}的结束与R_{1_2}的开始之间(即，在频率从正值跳到负值的点m₁处)将出现相位不连续点。另一方面，频率误差将导致点t₁处的R₀的初始值与点t₂处的R₀的最终值之间的相位差，并且等效地，导致R₀被包裹时t₁≡t₂处的不连续点。每个不连续点中的相位跳变与对应的时间或频率误差成比例。

在可能的变型中，本发明的无线电接收器被布置成基于接收的信号R₀的相位不连续点来确定其内部时间基准中的定时误差和/或频率误差。这些相位不连续点可以以包括以下内容的若干方式来评估：考虑去啁啾的信号与纯音的复共轭之间的乘积，纯音的频率等于当前符号的硬/解调的值(频域中的调制去除)；将接收的向量乘以再次对应于经硬调制的值的经调制的啁啾信号的复共轭；通过考虑对以上定义的连续段R_{1_0}、R_{1_1}、R_{1_2}执行傅立叶变换X_{1_0}、X_{1_1}、X_{1_2}中的相位，还可以在频域中获得时间和频率误差。

在示例中，保留用于提取R_{1_1}和R_{1_2}的相同时间边界，这给出了在步骤225(图7)之后的对应的部分去啁啾向量D_{1_1}和D_{1_2}。然后，接收器被布置成在一侧计算D_{1_1}的相位的拟合，并且在另一侧计算D_{1_2}的相位的拟合。如果SNR足够，则拟合可以是多项式的线性。在点m₁和t₁≡t₂处的相位不连续点可以从拟合结果推导出来，并且可以直接从对应的跳变计算定时和频率误差。

在频域中，有可能构建另一“相位跳变”估计器，其从对以上定义的连续段R_{1_0}、R_{1_1}、R_{1_2}执行的傅立叶变换X_{1_0}、X_{1_1}、X_{1_2}中的相位推导时间和频率误差，这与以上介绍的“半-DFT”函数相反，其例如以傅立叶幅度的项表达：

其中如上所述，N是傅立叶变换X_{1_0}中最大值的位置。

在其中SNR接近极限灵敏度的模拟情形中，图8a和8b绘出了“半-DFT”估计器和“相位跳变”估计器的性能。在每个图中，相对于时间和频率上的偏移的和以及差绘出了估计器输出。

发明人已经发现，第一估计器是频率误差的和以及定时误差的和的一一指示符，如曲线8a所示，而第二估计器对误差的这两个分量之间的差敏感。其结果是，通过考虑对连续段R_{1_0}、R_{1_1}、R_{1_2}执行的傅立叶变换X_{1_0}、X_{1_1}、X_{1_2}的幅度和相位，这些估计器提供互补结果并且可以在被一起考虑时产生频率和定时误差两者的估计。

在时域或频域中的误差校正策略可以基于SNR和/或基于自帧的开始以来经过的时间来动态地选择。

优选地，定时和频率估计误差由数字滤波器(例如比例/积分滤波器)初步处理以跟踪定时和频率误差。数字滤波器的系数优选地动态地适应于若干变量，诸如：

-帧中的符号位置：在前同步码中，调制值是预先已知的，并且前同步码和报头按照惯例使用简化的调制字母表，从而增加估计器的输出中的置信度。

-SNR容限：可增加增益而不使跟踪性能降级，因为较高SNR允许跟踪较快漂移。

-漂移估计：当漂移不存在或可忽略时，积分系数可以被减小或置于零，这改进了接近灵敏度水准的性能。相反地，当漂移值高时，可以有利地应用积分系数的较高值。

图9以流程图示出了考虑若干变量的情况下的定时误差的可能估计。在步骤370中，算法基于帧中的符号位置、SNR比率和可能的其它输入(如记录的偏好)来选择估计策略。在步骤364中计算的FFT估计器可以是上面介绍的TE_raw估计器，并且如果适当，则在步骤350和362中计算半-DFT估计量。在步骤366中，算法自适应地决定是否计算相位跳变估计量，并且如果适当，这在步骤368中完成。步骤370组合这些结果并产生期望的定时和频率误差，或者组合的时间+频率误差。

从对连续段R_{1_0}、R_{1_1}、R_{1_2}(其是信号的相干分段)进行去啁啾和傅立叶变换而导出的向量X_{1_0}、X_{1_1}、X_{1_2}可以用于计算硬或软(soft)解调值或SNR。至于定时误差估计，从相干分段获得的值通常比从完整向量R₀可获得的那些值更可靠。接收器可以被布置成基于SNR和/或调制值和/或其它变量在这些向量之间动态地切换。

定时误差跟踪环路可以用于接收器中以导出准确的时间戳。为此目的，接收器例如在整个数据符号上对定时误差估计器的输出进行平均，并且在帧中的固定位置处的特定和预定时间处对计数器进行采样。这两个信息元素的组合产生接收的帧的精细时间戳。

可以通过在设置参考时基并将至少一个网关与该时间帧对准之后请求每个网关，通过使得所有网关各自以其自己的时基在预定的时间规律地发射，在网关中接收这些规律传输并对这些规律传输加时间戳以导出时基补偿，来使用如上所述导出的时间戳来同步来自服务器的网关。

由于网关之间的传播时间是未知数，但是是常数，并且在两个方向上是相同的，所以在两个网关之间发射并且加时间戳的每个消息可以在等式中被转换，在等式中未知数是传播时间、本地计数器的频率和本地时基的时间偏移。当通信的网关的数量足够时，***被确定或超定，并且可以被求解以确定上述未知数。

优选地，一些网关将配备有外部规定的精确时间基准，例如GNSS时钟，以在***中包括绝对时间确定。上面所定义的同步方法可以是具有GNSS时钟的绝对时间精度的分布式(云)同步服务的元素。

Claims (9)

1.一种用于处理经数字啁啾扩频调制的信号的无线电接收器，所述信号包括由频率啁啾构成的多个符号，所述频率啁啾是基本啁啾分布的循环时移副本，所述时移是发射的消息的编码表示，其中所述接收器被布置成估计每个符号中的频率不连续点的位置，从每个符号中提取一个或多个频率连续分段，对相干分段进行去啁啾，确定定时误差、和/或调制值、和/或SNR。

2.根据前述权利要求所述的无线电接收器，其中所述接收器被布置成基于检测的SNR或调制值来动态地选择所述频率连续分段或整个符号中的一个，以用于所述定时误差、和/或调制值、和/或SNR的所述确定。

3.根据前述权利要求中任一项所述的无线电接收器，被布置成选择覆盖符号的两个相干分段，从在选择的相干分段之间的边界处的两个相位不连续点处存在的相位跳变确定定时误差和/或频率误差。

4.根据权利要求1或2中任一项所述的无线电接收器，被布置成计算所述相干分段的傅立叶变换，以及被布置成根据调制峰值的邻域中的所述傅立叶变换的幅度和/或所述相位来计算定时误差和/或频率误差。

5.根据前述权利要求中任一项所述的无线电接收器，被布置成确定定时误差以及将所述定时误差馈送到比例/积分跟踪环路。

6.根据权利要求5所述的无线电接收器，其中所述比例/积分跟踪环路的系数被动态调整。

7.根据前述权利要求中任一项所述的无线电接收器，被布置成确定定时误差并且补偿时域和/或频域中的所述定时误差。

8.根据前述权利要求中任一项所述的无线电接收器，被布置成确定定时误差并通过组合所述定时误差的平均值和在接收的帧中的预定位置处采样的计数器的值来对所述接收的帧加时间戳。

9.一种包括多个网关的***，所述多个网关各自具有根据前述权利要求所述的接收器，所述网关被布置成通过发出规律传输并收听来自其它网关的规律传输、对接收的规律传输加时间戳来同步它们的时间基准。

Images