CN1129266C - 宽带数据接入电路及其信道自适应调整方法 - Google Patents

Abstract

一种用于数据通信***的宽带数据接入电路，包括：匹配及混合网络，含运放、增益控制电路、滤波器及模数转换器的接收回路，含数模转换器、滤波器、衰减控制电路及功放的发送回路及DSP电路，其特征在于：所述滤波器均为可调谐滤波器；还包括一个受控于DSP电路的控制数据寄存器组及回波抵消网络等。其通过信道的自适应调整，在初始化结束时滤波器***的各个参数被优化为使得下行及上行信道的容量达到最大或预先确定的值，避免了由于产品不兼容引起的误码率高或数据通讯速率下降的问题。

Description

宽带数据接入电路及其信道自适应调整方法

本发明涉及集成电路技术领域，特别是一种用于数据通信***的宽带数据接入电路及其信道的自适应调整方法。

在数据通信***中，所用的宽带数据接入电路包括：输入输出匹配及混合网络，含增益控制电路、滤波器、模数转换器的接收回路，含数模转换器、滤波器及功率放大器的发送回路，以及DSP电路等。为了降低对DSP性能的要求及***的功耗等，一般采用FDM(fequency division multiplex，频分复用)制式进行信号的传输。因此，信号的传输速率主要受到发送端和接收端之间电缆的性能、平衡网络的性能及滤波器的性能等因素的制约。电缆和平衡网络的性能可以利用DSP进行处理，所以，滤波器的性能成为通信***中数据传输速率的瓶颈。

集成滤波器在制造中引入较大的随机偏差，导致滤波器的截止频率的大幅变化。滤波器无可调谐机制或无实时可调谐机制。

滤波器对***的影响表现为通道间信号的泄漏，一般为大功率的发送信号经过平衡网络后进入接收端，与接收端在某些频带内的信号互相混迭，导致输入信号的分辨率下降。

如通带间泄漏的示意图2所示，当滤波器的截止频率为224KHz时，发送端和接收端信号可以达到最佳，互不影响对方信道的性能。但是，由于滤波器是RC网络，亦或是GmC结构，是利用集成器件的绝对值工作的，所以，其误差为+/-25％或更多。

在图2中，当滤波器的截止频率向近端偏离时，对接收端的影响降至更低的水平，可以忽略不计；但在发送端，信号的频带将被压缩，数据的传输速率降低。同样，当滤波器的截止频率向远端偏离时，对发送的数据速率无影响，但是，由于它占用了部分接收端的频带，同时由于接收端的信号非常微弱，导致接收端在相应的频带内是不可用的。通信都是由双方进行的，对于上行信号的通带泄漏，可以简要示意如图3。

在以上讨论中，只提及了发送端信号对接收端信号的影响，这主要是因为发送端信号的功率较大，其对接收端信号的影响远远大于接收端信号对发送端信号的影响。

同时，在以上分析中，只提及了发送信号和接收信号之间的信道泄漏，对于下行发送端和与之对应的上行接收端，以及下行接收端和与之对应的上行发送端，由于滤波器性能的不一致，同样会导致信号的丢失。

在图4中，简要示出了在同一个信道内，由于滤波器性能的不一致导致的信道变化，其对信号的影响是通信信道是两个滤波器的交集。

综上所述，现有的高速数据通信***，由于滤波器本身性能及控制机理的不完善构成的故障主要为：

.不同厂家的***只能向下兼容由于不同厂家在滤波器设计时考虑的因素不同，当局端和用户端使用不同厂家的产品时，其通信信道为其滤波器的交集，所以，对数据通信的频带有较大的制约。

.同一厂家的不同批次产品只能向下兼容。由于滤波器***较大的随机误差，不同批次的产品，如果截止频率偏离的方向或大小不同，从而导致通信信道的缩小，影响***的数据传输速率。

.同一厂家同一批次的产品向下兼容。由于集成电路在制造中对器件的绝对值有较大的随机误差，同样会引起通信***频带的缩小。

本发明的目的在于克服现有技术的上述缺陷，为数据通信***提供一种采用可调谐滤波器的宽带数据接入电路，以及该电路的信道自适应调整方法。通过其独特的信道自适应调整方法使不同厂家的产品、同一厂家的不同批次产品甚至同一厂家的同一批次产品都能达到完全兼容。

本发明的宽带数据接入电路是现有同类电路的改进型电路。它包括：输入输出匹配及混合网络B1，其具有一对接入传输线路的端口、一对接收模拟信号输出端口和一对发送信号输入端口；由依次连接的低噪声运放B2、步进增益控制电路B3、滤波器B4及模数转换器B5构成的接收回路，用于处理接收的模拟信号；由依次连接的数模转换器B18、滤波器B17、步进衰减控制电路B16及功率放大器B15构成的发送回路，用于处理发送的输出信号；DSP电路B19，其数字信号输出端口、数字信号输入端口分别连接所述数模转换器B18和模数转换器B5的相应端口。

其特征在于：所述的滤波器B4和滤波器B17均为可调谐滤波器；

它还包括：

一个接收DSP电路B19输出的多种控制数据的控制数据寄存器组B8，其滤波器参数寄存器2与所述滤波器B4调谐输入端之间连接电压模式数模转换器B11，其滤波器参数寄存器4与所述滤波器B17调谐输入端之间连接电压模式数模转换器B14，其增益控制寄存器1输出连接所述步进增益控制电路B3控制端，其衰减控制寄存器3输出连接所述步进衰减控制电路B16控制端；

一个输出端连接所述低噪声运算放大器B2输入端的回波抵消网络B6；

以及一个调整所述回波抵消网络B6输入信号幅度的步进衰减控制电路B7，其两输入端分别连接所述滤波器B17输出端和控制寄存器组B8的控制寄存器5的输出端。

本发明的宽带数据接入电路的信道自适应调整是在***的初始化阶段完成的，其主要步骤如下：

a、在DSP电路的控制下，将输入输出匹配及混合网络B1、回波抵消网络B6和步进衰减控制电路B7置于不工作状态，将发送回路的输出端与接收回路的输入端短接，使***进入自测试状态；

b、按内部寄存器设定的数据，测试信号接收回路的滤波器参数，DSP电路输出的测试数据经发送回路、接收回路处理，转换成新的数据信号被送入DSP电路；

c、DSP电路根据新的数据信号分析滤波器参数配置是否合适，采用遍历树等方法调整设置参数，输出序列参数配置数据调整设置低频段滤波器和高频段滤波器参数到规定值；

d、按照ITU-T协议建立初始应答；

e、将两套所述的接入电路组成的收发器置于交叉测试状态，利用对方发送的测试序列，测试信号发送回路的滤波器参数：一方发送测试序列至对方，对方接收处理后，将发送方的发送回路滤波器的参数配置发送回发送方，进而发送方通过DSP电路输出序列参数配置数据，调整设置其发送回路低频段滤波器和高频段滤波器参数到规定值；

h、当信号发送路径滤波器配置完毕后，按照ITU-T协议进行其他的初始化配置及测试；

j、建立通信信道，进入数据通信服务状态。

与现有技术比较本发明的优点如下：

其在宽带数据接入电路的发送回路和接收回路中均采用可调谐滤波器，通过信道自适应调整，在初始化结束时滤波器***的各个参数被优化为使得下行及上行信道的容量达到最大或预先确定的值。避免了由于不同厂家之间产品不兼容及同一厂家由于制造中随机误差引起的误码率高或数据通讯速率下降的问题。

采用本发明电路的下行频带与上行频带变化如示意图5所示，其上行、下行频带宽度均比传统电路(图4)的相应频带宽度大为增加，其频谱抖动从传统电路的0～25％上行频带(或0～25％下行频带)减少到＜1％上行频带(或＜1％下行频带)。

以下结合附图对本发明进一步描述。

图1为传统的宽带数据接入电路原理框图；

图2为采用传统接入电路的下行收发器的通带泄漏示意图；

图3为采用传统接入电路的上行收发器的通带泄漏示意图；

图4为下行与上行频带由滤波器不一致导致的频带变化示意图；

图5为采用本发明电路的下行与上行频带变化示意图；

图6为本发明的宽带数据接入电路原理框图；

图7为本发明电路的自测回路的连接示意图；

图8为本发明电路的信道自适应调整的流程图；

图9为利用遍历树方法调整设置参数示意图；

图10为低通滤波器的有源混合可变电阻电路图；

图11为4阶Chebyshev低通滤波器原理简图；

图12为3阶Butterworth低通滤波器原理简图；

图13为电源波纹导致滤波器截止频率偏移示意图；

图14为滤波器的基准源静噪电路图。

在图1的传统宽带数据接入电路中，信号的输入和发送都是通过loop的两个端口实现的。输入信号由loop的电感耦合，经过由R1，R2.R3，R4，R5，R6，Zi构成的平衡网络后，分别接入由电阻R9，R10和运算放大器组成的接收器B及由电阻R11，R12和运算放大器组成的接收器A，信号在此处构成全差分模式，其共模电压为预先设定的值，这样设置的目的在于方便后级电路的直接耦合。

全差分的模拟输入信号经过低噪声输入及自动增益级的幅度调整和滤波器2级的抗混迭滤波后，由模数转换器级将其转换为数字信号送至DSP，DSP要经过与调制相反的处理，如IFFT，去交织等，将信号恢复为原始的发送数据。

同样，发送的数据要先经过DSP的调制，如FFT，交织等，然后将其发送到数模转换器转换为全差分的模拟信号，模拟信号要经过滤波器1级的平滑滤波，将通信频带以外的信号滤除，然后经过功率放大输出级的预放接入接口电路。

在节点transmitA和transmitB，全差分的发送信号要经过交流耦合，不进行直流耦合的原因是由全差分信号的共模电压决定的工作点，与电缆驱动器的工作点是不同的，进行直流耦合会导致大的直流电流及功耗。

全差分的发送信号经过由R7，R8和line driver A及R13，R14和line driver B的功率直流耦合，调整后，通过由R1，R2，R3，R4，RS，R6，Zi构成的平衡网络，利用电感耦合发送到loop的端口。

图2～图4所示传统接入电路存在的通带泄漏及频带变化的问题如上文所述，此处不再赘述。

图6所示的本发明的宽带数据接入电路包括：输入输出匹配及混合网络B1；由低噪声运放B2、步进增益控制电路B3、滤波器B4及模数转换器B5构成的接收回路；由数模转换器B18、滤波器B17、步进衰减控制电路B16及功率放大器B15构成的发送回路；DSP电路B19，其数字信号输出端口、数字信号输入端口分别连接所述数模转换器B18和模数转换器B5的相应端口；其中的滤波器B4和滤波器B17均为可调谐滤波器。

其还包括：一个接收DSP电路B19输出的多种控制数据的控制数据寄存器组B8，其滤波器参数寄存器2与所述滤波器B4调谐输入端之间连接电压模式数模转换器B11，其滤波器参数寄存器4与所述滤波器B17调谐输入端之间连接电压模式数模转换器B14，其增益控制寄存器1输出连接所述步进增益控制电路B3控制端，其衰减控制寄存器3输出连接所述步进衰减控制电路B16控制端；

一个输出端连接所述低噪声运算放大器B2输入端的回波抵消网络B6；以及一个调整所述回波抵消网络B6输入信号幅度的步进衰减控制电路B7，其两输入端分别连接所述滤波器B17输出端和控制寄存器组B8的控制寄存器5的输出端。

上述电压模式数模转换器B11、B14均可由电流-电压转换器和电流模式数模转换器构成，后者的输出端连接前者的输入端。如图7所示，电流-电压转换器B10和电流模式数模转换器B9组成电压模式数模转换器B11，电流-电压转换器B13和电流模式数模转换器B12组成电压模式数模转换器B14。

本发明电路的自测回路的连接如图7所示。将B1、B6、B7置于不工作状态，将B15输出与B2输入短接，设置缓存器B8控制数据2内容，***即进入自测试状态。

数据从DSP端以数字信号的形式传送到B18后转换为一定频域的模拟信号，模拟信号经过平滑滤波器B17处理，然后在B16中对信号的幅度进行控制，B15将信号的功率进行调整，然后将信号直接加入B2的输入端，B3将信号的幅度调整到要求的精度，B4进行抗混迭滤波后，在B5中转换为数字信号的表示。

DSP对输入的信号进行处理，判断滤波器B4的参数配置是否合适，将新的参数配置数据置入B8的控制数据2寄存器，通过B9、B10或B11的电路，对滤波器的参数进行重新设置。经过几次循环后，将滤波器B4的参数配置到要求的设置。

两个接入电路组成的收发器建立交叉测试回路后，***将按照以下原理进行交叉测试。

局端发送测试序列至用户端，用户端经过DSP处理后，将局端信号发送路径滤波器的参数配置情况发送回局端，局端通过DSP对信号发送路径滤波器的参数进行重新配置；用户端发送测试序列至局端，局端经过DSP处理后，将用户端信号发送路径滤波器的参数配置情况发送会用户端，用户端通过DSP对信号发送路径滤波器的参数进行重新配置。

图8为本发明电路的信道自适应调整的流程图。其信道的自适应调整过程如下所述。

在局端，其对滤波器***的调整范围为：接收端低通滤波器的截止频率，发送端高通滤波器的低端频率；在用户端，其对滤波器***的调整范围为接收端高通滤波器的低端频率，发送端低通滤波器的截止频率。

由于对低通滤波器的截止频率进行调整时，与对高通滤波器的调整是同向的，即将低通滤波器的截止频率调高时，同样地需要将高通滤波器的低端频率调高。这是由于在集成电路的制造中，虽然芯片间的器件参数变化是随机的，但是在同一个芯片内，通过适当的布局，可以使得同类器件间的参数变化方向及变化大小基本相同。

***在初始化阶段，会利用训练序列对信道的性能进行测量。在初始化结束后，滤波器***的各个参数被优化为使得下行及上行信道的容量达到最大或预先确定的值。由于对各个厂家的产品，都要进行初始化优化，所以，主要厂家在产品中将调整的范围设置恰当，都可以使得***在数据通信速率上达到最佳的配置，从而使得各个厂家或同一厂家不同批次的产品可以互相兼容。

由于对滤波器***的调整是在初始化阶段完成的，通过下面实现方法的分析，可以看到利用1至8个训练序列即可实现参数的配置，在数据通信阶段，各个参数的设置保持不变，所以，不会对***的DSP处理构成压力；同时，***初始化的最长时间为11.3秒，按照4000frames/s的速率，对滤波器***的配置可以在0.25--2ms时间内完成，对***的其他初始化工作不会构成阻碍。

图8中各步骤所执行的任务为：

S1：利用DSP芯片内部的控制信号，将***置于图7所示的自测试状态。

S2：对信号输入路径的滤波器参数进行查验，为一内部寄存器设置。

S3-1：对低频段滤波器参数进行设置，利用遍历树等方法调整设置参数。

S3-2：对高频段滤波器参数进行设置，利用遍历树等方法调整设置参数。

S4-1：检查低频段滤波器的参数设置是否达到***要求。

S4-2：检查高频段滤波器的参数设置是否达到***要求。

S5：信号输入路径滤波器配置完毕后，按照ITU-T协议建立初始应答。

S6：将收发器置于交叉测试状态，利用对方发送的测试序列，开始测试信号发送路径的滤波器参数配置。

S7：对信号发送路径的滤波器参数进行查验，为一内部寄存器设置。

S8-1：对低频段滤波器参数进行设置，利用遍历树等方法调整设置参数。

S8-2：对高频段滤波器参数进行设置，利用遍历树等方法调整设置参数。

S9-1：检查低频段滤波器的参数设置是否达到***要求。

S9-2：检查高频段滤波器的参数设置是否达到***要求。

S10：信号发送路径滤波器配置完毕后，按照ITU-T协议进行其他的初始化配置及测试。

S11：建立符合要求的通信信道，提供数据通信服务。

图9为利用遍历树方法调整设置参数示意图。对于任何一个信道，通过如上图所示的遍历树的调整，都可以将滤波器的参数调整到在要求的误差内的最佳值。在八次训练序列中，如果在中间阶段，滤波器的参数已经调整到位，则可以提前中止训练序列。

上图的遍历树是参数调整的一种方法，也可以通过其他的算法，如中值***法，定步长***法等进行调整。

对于一个可调谐的滤波器，设定其截止频率为fc，由于制造工艺等造成的偏差为+/-25％；当滤波器的调谐范围为+/-30％时，可以完全补偿其截止频率的偏差设定压控电阻的线性控制范围为1.0V，工作点电压为Vop，及控制电压的变化为Vop+/-0.5V，可以得到压控频率偏移率为 $\frac{\mathrm{\Δf}}{V}=\frac{+/-30\%*f_c}{1.0}=0.6f_c$

对于8比特DAC，其分辨率为1/256，所以进行归一化后，最终的偏差为 ${\mathrm{\Δf}}_{\min }=0.6f_c*\frac{1}{256}=0.23\%f_c$

此分辨率完全可以满足***的要求。

以上所述的接入电路及其信道的调整，都是建立在电路中的可调谐滤波器基础上的。滤波器的调谐可以通过可调电阻或可调电容实现。在全差分网络中，为了实现信号的均衡处理，设计了图10所示的可调电阻网络，以提高滤波器***的性能。

该滤波器***属于R-MOSFET-C类型，其频率调谐部分的功能可通过改变MOS管有源电阻的阻值而得以实现，采用有源MOS管工作在线性区作为可变电阻可以增加线性度从而实现低失真滤波功能。滤波器的有源混合可变电阻电路图祥见图10，其有源混合可变电阻含：两个等值的无源电阻和四个相同的MOS晶体管M1～M4，MOS晶体管M1、M3的源极串联一个电阻，MOS晶体管M2、M4的源极串联另一个电阻，MOS晶体管M1、M2的栅极为其一个控制端，MOS晶体管M3、M4的栅极为其另一个控制端，四个MOS晶体管的漏极均接地，两个电阻的自由端分别为其两个输出端子。在器件完全匹配、偏置独立可调、输入信号完全对称等理想条件下，这种可变电阻具有良好的线性度，尽管理想条件很难达到，但是，这种网络的主要优点是能够调节电阻阻值的大小。其等效电阻值的大小为： $R_{\mathrm{eq}}=\frac{F}{G_{1.2}-G_{3.4}}=\frac{F}{K*V_C}---F=\frac{V_1}{V_x}=1+2*\stackrel{\‾}{G}*R$ $\stackrel{\‾}{G}=\frac{(G_{1.2}+G_{3.4})}{2}$

在上述宽带数据接入电路中，接收回路的滤波器B4和发送回路的滤波器B17均为可调谐滤波器，该可调滤波器的以运算放大器为横向轴线，每一对对称的输入电阻和反馈电阻均采用图10所示有源混合可变电阻。

图11为四阶Chebyshev可调低通滤波器原理简图，电路的主要结构与传统的电路类同。其中包括：契比雪夫(Chebyshev)滤波器以及具有两个输入端的基准源静噪电路，契比雪夫滤波器中所有对称的反馈电阻、输入电阻均采用有源混合可变电阻，所述每一个有源混合可变电阻的两个控制端均连接到基准源静噪电路的相应输出端。

在图11所示低通滤波器中的电阻、电容有如下关系：

R1＝R2＝0.66R，  R4＝R5＝R，     R3＝R6＝0.5R，      R7＝R8＝R，

R10＝R11＝0.5R， R9＝R12＝R，    R14＝R15＝0.5R，    R13＝R16＝R，

R17＝R18＝R，    C1＝C2＝C，     3＝C4＝1.411C，     C5＝C6＝1.31C，

C7＝C8＝1.135C

电路图中的电阻R由无源电阻和有源MOS管电阻两部分构成，电阻R1、R3、R4及电容C1的一端与全差分运放A1的反相输入端相接，电阻R2、R5、R6及电容C2的一端与运放A1的同相输入端相接。电阻R4、电容C1的另一端和电阻R7的一端相接于全差分运放A1的同相输出端，电阻R5、电容C2的另一端和电阻R8的一端相接于全差分运放A1的反相输出端。电阻R7、电容C3及电阻R9的一端相接于运放A2的反相输入端，电阻R8、电容C4及电阻R12与全差分运放A2的同相输入端相接，电阻R10、R6及电容C3与运放A2的同相输出端相接。电阻R11、R3及电容C4与运放A2的反相输出端相接。电阻R10、电容C5及电阻R13与运放A3的反相输入端相接，电阻R11、电容C6及电阻R16与运放A3的同相输入端相接，电阻R14、R12及电容C5与运放A3的同相输出端相接，电阻R15、R9及电容C6与运放A3的反相输出端相接。电阻R14、电容C7及电阻R17相接于运放A4的反相输入端，电阻R15、电容C8及电阻R18相接于运放A4的同相输入端，电阻R17、电容C7的另一端及电阻R16与运放A4的同相输出端相接，电阻R18、电容C8的另一端与运放A4的反相输出端相接。

在图11中，电阻值R包括有源MOS管电阻及无源电阻值两部分的和，电容值为：C1＝C、C2＝1.411C、C3＝1.31C、C4＝1.135C。以下我们设计中心频率为138KHz、1dB通带内波纹、四阶Chebyshev低通滤波器。

通带内波纹为1dB的四阶Chebyshev低通滤波函数可写成如下形式： $H\left(S\right)=\frac{0.27562758}{S^4+{0.95281138S}^3+{1.45392476S}^2+0.74261937S+0.27562758}$

由变换等式： $S=\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_C}$

得到去归一化的1dB波纹、4阶Chebyshev低通滤波函数： $H\left(S\right)=\frac{{0.27562758\mathrm{\ω}}_C^4}{S^4+{0.95281138\mathrm{\ω}}_C{S}^3+{1.45392476\mathrm{\ω}}_C^2{S}^2+{0.74261937\mathrm{\ω}}_C^{3}S+{0.27562758\mathrm{\ω}}_C^4}$

其中：ω_C＝2πf_C＝2×3.14×138×10³＝866.64×10³弧度/秒

所设计得到1dB波纹，中心频率为138KHz的四阶Chebyshev低通滤波器如图10所示，所得到的电阻、电容值大小如附图所示，此时有源MOS管的控制电压分别为：CTRL-V0＝3.3V、CTRL-V1＝2.6V。改变有源MOS管控制电压的大小，可相应的得到通带波纹1dB、中心频率为103.5KHz、172.5KHz的四阶Chebyshev低通滤波器。

可调滤波器的另一个实施例如图12所示，其为三阶Butterworth可调低通滤波器，电路的主要结构基本同传统的电路。其包括：巴特沃夫(Butterworth)滤波器，及能抑制电源波纹的基准源静噪电路，巴特沃夫滤波器中所有对称的反馈电阻、输入电阻均采用有源混合可变电阻，所述每一个有源混合可变电阻的两个控制端均连接到基准源静噪电路的相应输出端。

该三阶Butterworth低通滤波器亦属于R-MOSFET-C类型，其频率调谐部分的功能可通过改变MOS管有源电阻的阻值而得以实现。有源电阻值的大小可通过改变MOS管的栅极电压而得到改变，当有源MOS管的控制电压为：CTRL-V3＝3.3V、CTRL-V2＝2.6V时，滤波器的中心频率1.104MHz。当有源MOS管的控制电压为：CTRL-V3＝3.3V、CTRL-V2＝2.1V时，滤波器的中心频率为621KHz。在图11所示的三阶Butterworth低通滤波器中，电阻值R包括有源MOS管电阻值及无源电阻值两部分的和，以下我们开始设计中心频率为1.104MHz的三阶Butterworth低通滤波器。

三阶Butterworth低通滤波函数可写成如下形式： $H\left(S\right)=\frac{1}{S^3+{2S}^2+2S+1}$ 由变换等式： $S=\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_C}$ 可得到如下传输函数 $H\left(S\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_C^3}{S^3+{2\mathrm{\ω}}_C{S}^2+{2\mathrm{\ω}}_C^{2}S+{\mathrm{\ω}}_C^3}$

其中：ω_C＝2πf_C＝2×3.14×1.10⁴×106＝6.93312×10⁶弧度/秒

由图12所示滤波器***所推导出的传输函数如下： $\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{DN}}}=\frac{\frac{1}{C^3{R}^3}}{S^3+S^2*2\frac{1}{\mathrm{CR}}+S*2\frac{1}{C^2{R}^2}+\frac{1}{C^3{R}^3}}$

在图12所示的低通滤波器中的电阻、电容有如下关系：

R1＝R2＝R，      R4＝R5＝R，     R3＝R6＝2R，     R7＝R8＝0.5R，

R10＝R11＝R，    R9＝R12＝R，    R14＝R13＝R，    C1＝C2＝C，

C3＝C4＝2C，     C5＝C6＝C，

电路图中的电阻R由无源电阻和有源MOS管电阻两部分构成，电阻R1、R3、R4及电容C1的一端与全差分运放A1的反相输入端相接，电阻R2、R5、R6及电容C2的一端与全差分运放的同相输入端相接。电阻R4、电容C1的另一端和电阻R7的一端相接于全差分运放A1的同相输出端，电阻R5、电容C2的另一端和电阻R8的一端相接于全差分运放A1的反相输出端。电阻R7、电容C3及电阻R9的一端相接于运放A2的反相输入端，电阻R8、电容C4及电阻R12与全差分运放A2的同相输入端相接，电阻R10、R6及电容C3与运放A2的同相输出端相接。电阻R11、R3及电容C4与运放A2的反相输出端相接。电阻R10、电容C5及电阻R13与运放A3的反相输入端相接，电阻R11、电容C6及电阻R14与运放A3的同相输入端相接，电阻R14、电容C5及电阻R12与运放A3的同相输出端相接，电阻R14、电容C6及电阻R9与运放A3的反相输出端相接。

以上的电路是工作在理想情况下，在实际环境中，有许多因素需要考虑以提高整个***的性能。当电源的供电不是理想的直流电压时，如电源有较大的高频纹波存在，则会极大地降低滤波器***的性能。

在滤波器***电路中，由于其截止频率受有源MOS管电阻阻值大小的控制，而有源MOS管电阻阻值大小受其栅极电压大小的控制，当电路中电源电压有纹波干扰时，会使得有源MOS管栅极电压波动，进而使得有源MOS管电阻值大小发生变化，使滤波器频率发生偏移。

如图13所示，当电源纹波存在时，滤波器的截止频率会跟随电源纹波在Fc-delta和Fc+delta之间摆动。

设定电源纹波的幅度为100mV，线性控制范围为1.0V，则delta为10％。滤波器的下降斜率为48dB/倍频(8阶滤波器)，如果变化为线性的，则在截止频率Fc处，信号幅度的变化为 $\mathrm{\ΔD}=\frac{48}{2f}*10\%f=2.4\mathrm{dB}$

设定在Fc处的信号分辨率在无电源纹波时为31dB，即5bits(1bit＝6dB)。则在有电源纹波存在时，Fc处的子信道的信号分辨率在28.6dB和33.4dB之间摆动。根据以上分析，会有两种情况发生。

(1)当初始化阶段子信道被定义为5dB分辨率时，在实际通信阶段，会因为电源纹波的存在发生较大的误码率

(2)当初始化阶段子信道被定义为4dB分辨率时，在实际通信阶段，会降低数据通信的速率。

在最坏的情况下，DSP会根据电源纹波的大小及频率对信道的变化进行实时处理，这样，就加重了DSP处理任务。

以上只是论述了单一信道发生的问题。在实际应用中，设定Fc为1MHz，则受电源纹波影响的频带为

设定子信道的带宽为2.5KHz，则受影响的信道个数为

则在上述情况2发生时，***的数据通信速率下降为

ΔT＝ΔN*信道分辨率降低的比特*SYMBOL传送速率＝160kbps

从以上分析可以看到，由于电源纹波的影响，通信信道的数据传输速率下降的绝对值仍然是相当可观的。

为了避免这种情况的出现，在滤波器电路中引入了基准源静噪电路，以改善电源电压纹波对滤波器频率偏移的影响。数据传送速率的降低主要由于滤波器***的调谐频率变化导致，而滤波器调谐频率的变化，是由于可调电阻的控制电压受到电源纹波的影响。因此，用基准源静噪电路来替代可调电阻控制电压产生电路的电源，可以有效地解决此问题。

所述基准源静噪电路的实施例如图14所示。该电路包括：电压跟随器、用于通路选择的MOS管传输门及静噪电路；静噪电路由一个具有共模负反馈的全差分运放，跨接在全差分运放输入输出端的两个滤波电容及若干电阻构成，输入端接调谐信号INP的电压跟随器A2和MOS管传输门I13、I6构成的串联支路连接于全差分运放A3的反相输入端，输入端接调谐信号INN的电压跟随器A1和MOS管传输门I12、I11构成的串联支路连接于全差分运放A3的同相输入端，一端接调谐信号INP的电阻R6通过MOS管M8接于全差分运放A3的同相输入端，一端接调谐信号INN的电阻R5通过MOS管M7接于全差分运放A3的反相输入端，全差分运放A3的负输出端与负载电阻R2之间连接MOS管M4和电阻R4串联支路，全差分运放A的正输出端与负载电阻R1之间连接MOS管M3和电阻R3串联支路，MOS管M1、M2的串联支路和共模反馈电路均跨接于全差分运放A3的两输出端之间，MOS管M1、M2的公共点连接共模反馈电路的一端。

该电路的工作过程如下：在基准源静噪电路中，在INP、INN端输入两基准电压1.98V、1.32V，若INN端附加了交流干扰信号AC1，在INP端附加了干扰信号AC2，其中AC1信号通过运放A1、电容C1及MOS管选择开关后和通过电阻R6、MOS管M8传输过来的AC2信号一起加入到全差分运放A3的同相输入端。AC2信号通过运放A2、电容C2及MOS管选择开关后和通过电阻R5、MOS管M7传输过来的信号AC1一起加入到全差分运放A3的反相输入端。所以经这样处理后，在全差分运放运放A3的输入端的交流信号完全一样，因而可以将交流干扰信号作为共模信号利用全差分运算放大器的共模抑制比去除。最后在输出端OUT1、OUT2处得到比较稳定的有源MOS管电阻栅极控制电压。

Claims (7)

1、一种宽带数据接入电路，包括：输入输出匹配及混合网络(B1)，其具有一对接入传输线路的端口、一对接收模拟信号输出端口和一对发送信号输入端口；由依次连接的低噪声运放(B2)、步进增益控制电路(B3)、滤波器(B4)及模数转换器(B5)构成的接收回路，用于处理接收的模拟信号；由依次连接的数模转换器(B18)、滤波器(B17)、步进衰减控制电路(B16)及功率放大器(B15)构成的发送回路，用于处理发送的输出信号；DSP电路(B19)，其数字信号输出端口、数字信号输入端口分别连接所述数模转换器(B18)和模数转换器(B5)的相应端口；

其特征在于：

所述的滤波器(B4)和滤波器(B17)均为可调谐滤波器；

还包括：

一个接收DSP电路(B19)输出的多种控制数据的控制数据寄存器组(B8)，其滤波器参数寄存器(2)与所述滤波器(B4)调谐输入端之间连接电压模式数模转换器(B11)，其滤波器参数寄存器(4)与所述滤波器(B17)调谐输入端之间连接电压模式数模转换器(B14)，其增益控制寄存器(1)输出连接所述步进增益控制电路(B3)控制端，其衰减控制寄存器(3)输出连接所述步进衰减控制电路(B16)控制端；

一个输出端连接所述低噪声运算放大器(B2)输入端的回波抵消网络(B6)；

以及一个调整所述回波抵消网络(B6)输入信号幅度的步进衰减控制电路(B7)，其两输入端分别连接所述滤波器(B17)输出端和控制寄存器组(B8)的控制寄存器(5)的输出端。

2、根据权利要求1所述的宽带数据接入电路，其特征在于：所述的电压模式数模转换器(B11、B14)均可由电流-电压转换器和电流模式数模转换器构成，后者的输出端连接前者的输入端。

3、根据权利要求1所述的宽带数据接入电路，其特征在于所述的可调谐滤波器包括：契比雪夫(Chebyshev)滤波器以及具有两个输入端的基准源静噪电路，契比雪夫滤波器中所有对称的反馈电阻、输入电阻均采用有源混合可变电阻，所述每一个有源混合可变电阻的两个控制端均连接到基准源静噪电路的相应输出端。

4、根据权利要求1所述的宽带数据接入电路，其特征在于所述的可调谐滤波器包括：巴特沃夫(Butterworth)滤波器，及能抑制电源波纹的基准源静噪电路，巴特沃夫滤波器中所有对称的反馈电阻、输入电阻均采用有源混合可变电阻，所述每一个有源混合可变电阻的两个控制端均连接到基准源静噪电路的相应输出端。

5、根据权利要求3或4所述的宽带数据接入电路，其特征在于所述的可调谐滤波器的有源混合可变电阻含：两个等值的无源电阻和四个相同的MOS晶体管(M1～M4)，MOS晶体管(M1、M3)的源极串联一个电阻，MOS晶体管(M2、M4)的源极串联另一个电阻，MOS晶体管(M1、M2)的栅极为其一个控制端，MOS晶体管(M3、M4)的栅极为其另一个控制端，四个MOS晶体管的漏极均接地，两个电阻的自由端分别为其两个输出端子。

6、根据权利要求3或4所述的宽带数据接入电路，其特征在于所述可调谐滤波器的基准源静噪电路包括：

电压跟随器、用于通路选择的MOS管传输门及静噪电路；静噪电路由一个具有共模负反馈的全差分运放，跨接在全差分运放输入输出端的两个滤波电容及若干电阻构成，输入端接调谐信号INP的电压跟随器(A2)和MOS管传输门(I13、I6)构成的串联支路连接于全差分运放A3的反相输入端，输入端接调谐信号INN的电压跟随器(A1)和MOS管传输门(I12、I11)构成的串联支路连接于全差分运放(A3)的同相输入端，一端接调谐信号INP的电阻(R6)通过MOS管(M8)接于全差分运放(A3)的同相输入端，一端接调谐信号INN的电阻(R5)通过MOS管(M7)接于全差分运放(A3)的反相输入端，全差分运放(A3)的负输出端与负载电阻(R2)之间连接MOS管(M4)和电阻(R4)串联支路，全差分运放(A)的正输出端与负载电阻(R1)之间连接MOS管(M3)和电阻(R3)串联支路，MOS管(M1、M2)的串联支路和共模反馈电路均跨接于全差分运放(A3)的两输出端之间，MOS管(M1、M2)的公共点连接共模反馈电路的一端。

7、一种用于调整权利要求1至6任何一项权利要求所述宽带数据接入电路的信道自适应调整方法，其特征在于采取如下步骤：

a、在DSP电路的控制下，将输入输出匹配及混合网络(B1)、回波抵消网络(B6)和步进衰减控制电路(B7)置于不工作状态，将发送回路的输出端与接收回路的输入端短接，使***进入自测试状态；

b、按内部寄存器设定的数据，测试信号接收回路的滤波器参数，DSP电路输出的测试数据经发送回路、接收回路处理，转换成新的数据信号被送入DSP电路；

c、DSP电路根据新的数据信号分析滤波器参数配置是否合适，输出序列参数配置数据调整设置低频段滤波器和高频段滤波器参数到规定值；

d、按照ITU-T协议建立初始应答；

e、将两套所述的接入电路组成的收发器置于交叉测试状态，利用对方发送的测试序列，测试信号发送回路的滤波器参数；一方发送测试序列至对方，对方接收处理后，将发送方的发送回路滤波器的参数配置发送回发送方，进而发送方通过DSP电路输出序列参数配置数据，调整设置其发送回路低频段滤波器和高频段滤波器参数到规定值；

h、当信号发送路径滤波器配置完毕后，按照ITU-T协议进行其他的初始化配置及测试；

j、建立通信信道，进入数据通信服务状态。

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