CN112887230A - 平坦衰落信道下空时块编码msk***的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种平坦衰落信道下空时块编码MSK***的信道估计方法，主要解决现有STBC‑MSK***中平坦衰落信道响应估计不精确、接收机复杂度较高的问题。其实现方案是：1)将发送端产生的初始比特序列分为多个数据块；2)在数据块尾部添加相位连续符号得到预调制序列；3)将预调制序列分解为调幅脉冲信号得到调制信号；4)对调制信号进行STBC编码，并添加训练序列得到发射信号；5)将发射信号通过平坦衰落信道到达接收端；6)在接收端计算训练序列可信度变量，并分段估计信道响应。本发明在提高信道估计精度的同时降低了复杂度，可用于空时块编码下最小频移键控STBC‑MSK***中信号的传输。

Description

平坦衰落信道下空时块编码MSK***的信道估计方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及一种信道估计方法，可用于空时块编码下最小频移键控STBC-MSK***中信号的传输。

背景技术

最小频移键控MSK调制制式是一种在非线性带限信道下非常有优势的调制方式。其相位连续，符号切换时不会发生相位跳变，因此其功率谱旁瓣衰减快，进而功率谱主要集中于主瓣之内，旁瓣对相邻频段的信号干扰小，频带利用效率高。同时由于相位携带传输比特信息，因此***性能对信号幅度的衰减不敏感。

M.P Fitz与X.Zhang于2003年提出了空时栅格编码STTC编码方式，应用在MIMO-CPM***，并构造了在瑞利平坦衰落信道条件下的编码方式，除此之外，这两人还提出了作为信道容量下界来衡量MIMO***性能的对称信息率的计算方法，以及针对软输出的联合信道估计算法和数据检测方法。但是空时栅格编码给***接收机带来更高的复杂度。

沈文丽针对MIMO***信道的非线性，引入预失真电路进行处理，并研究了MIMO-CPM***的符号定时同步方法。林科，陈沪东等人则将G.Y.Wang的OST-CPM编码方法进一步扩展到了任意天线数量，并从秩准则方面证明了OST-CPM***具有完全的分集增益，此外还研究了OST-CPM***的非相干解调算法，但这些方法没有讨论编码时CPM信号相位连续性的问题，相位不连续会影响发射天线上的发射信号正交性，使得信号在发射时会受到自干扰，影响***接收误码性能。

G.Y.Wang等人提出了与Alamouti正交空时编码类似的类正交构造方法，该方法可以利用两根天线发送的正交空时编码连续相位调制OST-CPM对抗平坦衰落信道。但其构造方法使得信道估计复杂度升高，STBC-MSK***由于其编码块特性，可以在***接收端对平坦衰落信道进行估计并降低计算复杂度。梁瀚樱研究了STBC-MSK编码结构，并在接收端进行信道估计，但该信道估计方法由于采用了整体平均，因而信道响应精度低，***误码性能差。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种平坦衰落信道下空时块编码MSK***的信道估计方法，以提高信道响应精度和***误码性能。

本发明的技术思路是：通过在发送端对初始比特序列进行分块处理，并添加相位归零符号，进行调幅脉冲分解，再进行STBC编码，在接收端引入训练序列可信度变量对信道响应进行分段估计。

根据上述思路，本发明的实现步骤包括如下：

(1)在空时编码最小频移键控STBC-MSK***发送端随机生成一个长度L比特的数据帧

每比特持续时间为T_s；

(2)将数据帧分块到两根发射天线，得到每根天线的数据帧

长度为

再把每根天线上的数据帧分为三个子数据块

根据三个子数据块分别计算相位连续符号d_x，将相位连续符号添加到每个子数据块尾部，得到第1根天线预调制数据块

第2根天线预调制数据块

(3)对添加相位连续符号后的预调制数据块

和

进行调幅脉冲分解，得到两根天线上的调制信号s_m,1(t)、s_m,2(t)；

(4)在两根天线上的调制信号s_m,1(t)、s_m,2(t)头部分别添加长度为L_cp的循环前缀，得到s_m1(t)、s_m2(t)；并对s_m1(t)、s_m2(t)进行STBC编码，得到第1根天线上的发射信号s₁(t)和第2根天线上的发射信号s₂(t)；

(5)在第1根发射天线上的发射信号s₁(t)前加入训练序列p₁(t)，得到第1根发射天线上带有训练序列的发射信号s_p1(t)，在第2根发射天线上的发射信号s₂(t)前加入训练序列p₂(t)，得到第2根发射天线上带有训练序列的发射信号s_p2(t)，其中p₁(t)、p₂(t)的长度均为L_p；

(6)将两根发射天线上带有训练序列的发射信号s_p1(t)和s_p2(t)通过平坦衰落信道，在接收端得到接收天线上的接收信号r(t)；

r(t)＝h₁s_p1(t)+h₂s_p2(t)+n(t)

h₁为第1根发射天线到接收天线的平坦衰落信道响应，h₂为第2根发射天线到接收天线的平坦衰落信道响应；

(7)利用接收天线上接收信号r(t)的训练序列进行信道估计：

(7a)将接收信号上的训练序列p(t)分为

段区间，每段区间持续时间为2T_s，计算接收信号上训练序列p(t)第n段区间的可信度δ_i,n：

(7b)根据(7a)得到的可信度δ_i,n以及(5)中的训练序列p₁(t)、p₂(t)和(6)中的接收信号r(t)，计算第i根发射天线到接收天线上平均信道响应估计值

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一：由于本发明在信号STBC编码前引入脉冲幅度分解，在尽可能逼近CPM信号的同时，对比现有Viterbi解调，减小了接收端复杂度，实现简单，且仿真结果表明通过调幅脉冲分解的信号与原MSK调制产生的信号完全一致，逼近之后能量无损失。

第二：本发明中结合STBC分块编码需求以及CPM信号特点加入相位连续符号，保持了MSK信号相位连续性，同时最大程度减小了由于添加相位连续符号造成的频谱利用率的降低。

第三：本发明在利用训练序列对平坦衰落信道进行估计时，由于引入了训练序列可信度对接收到的训练序列分段估计取加权平均，使得信道估计更精确，并通过估计得到的信道衰落因子在接收端对发送信号进行还原，改进信道估计相较现有信道估计误码率到达10e-6时的信噪比改善了0.2dB。

附图说明

图1本发明使用的MIMO-MSK***场景图；

图2本发明的实现流程图；

图3为本发明与现有信道估计的时间对比图；

图4为本发明调幅脉冲分解调制信号与现有MSK调制信号对比图；

图5为本发明信道估计与现有信道估计算法的误码性能曲线对比。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例和效果做进一步的描述。

参照图1，本实例的应用场景是MIMO-MSK***模型，该***包括发送端和接收端，信道采用的是平坦衰落信道。其中：

发送端将二进制的数据比特序列依次进行添加相位连续符号、调幅脉冲分解、STBC编码，并加入循环前缀，最后加入训练序列，组成发射信号；

在接收端，利用接收的信号进行信道估计；

参照图2，本实例的具体实现步骤如下：

步骤1，产生发送的调制信号。

(1.1)在发送端构建一个随机生成的二进制比特序列数据帧

每比特持续时间为T_s，该比特序列

长度L＝3994比特，

表示为：

其中d_h表示

中第h位比特；

(1.2)对(1.1)构建的数据帧

进行分块处理，每块长度为L_d＝1997，循环前缀长度L_cp＝400，得到第1根发射天线上的数据帧

第2根发射天线上的数据帧

再将

各自分为三个子数据块：

其中，第1根发射天线第1个子数据块设置为：

式中d_i表示

中第i位比特，1≤i≤L_cp-1；

第1根发射天线第2个子数据块设置为：

式中d_j表示

中第j位比特，L_cp≤j≤L_d-L_cp+1；

第1根发射天线第3个子数据块设置为：

式中d_k表示

中第k位比特，L_d-L_cp+2≤k≤L_d；

第2根发射天线第1个子数据块设置为：

式中d_l表示

中第l位比特，L_d+1≤l≤L_d+L_cp-1；

第2根发射天线第2个子数据块设置为：

式中d_m表示

中第m位比特，L_d+L_cp≤m≤2L_d-L_cp+1；

第2根发射天线第3个子数据块设置为：

式中d_n表示

中第n位比特2L_d-L_cp+2≤n≤2L_d；

(1.3)计算相位连续符号d_x，第n根发射天线上第i个子数据块尾部的相位连续符号

其中

为第n根发射天线上第i个子数据块的第l位比特，L_n,i为第n根发射天线上第i个子数据块的长度；

(1.4)添加d_x之后的第1根发射天线上的预调制数据序列

和第2根发射天线上的预调制数据序列

如下：

(1.5)对添加相位连续符号后的预调制数据进行脉冲幅度分解，得到的第1根天线调制信号s_m,1(t)和第2根天线调制信号s_m,2(t)，分别表示如下：

其中

表示调制指数，L_o＝L_d+3＝2000表示调制信号长度，

表示

上第i位比特，

表示

上第i位比特，c₀(t)为成形函数，表示如下：

(1.6)将第一根发射天线上调制信号尾部长度为L_cp＝400的数据作为循环前缀复制到第1根发射天线调制信号头部，得到添加循环前缀的调制信号s_m1(t)：

将第2根发射天线调制信号尾部长度为L_cp的数据作为循环前缀复制到第2根发射天线调制信号头部,得到添加循环前缀的调制信号s_m2(t)：

(1.7)将第1根发射天线上添加循环前缀的调制信号s_m1(t)和第2根发射天线上添加循环前缀的调制信号s_m2(t)进行空时块编码，得到第1根发射天线上的发射信号s₁(t)和第2根发射天线上的发射信号s₂(t)，s₁(t)、s₂(t)分别表示如下：

s₁(t)＝[s_m1(t) s_m2(t)]

步骤2，在两根发射天线的发射信号上添加训练序列。

(2.1)产生长度均为L_p，持续时间为T_p＝L_pT_s的第1根发射天线发射信号的训练序列p₁(t)和第2根发射天线发射信号的训练序列p₂(t)，本实例中的训练序列为：

[1,-1,1,-1,...,1,-1]，L_p＝100；

(2.2)在第1根发射天线发射信号s₁(t)和第2根发射天线发射信号s₂(t)前分别加入(2.1)所产生的训练序列，得到第1根发射天线上的带有训练序列的发射信号s_p1(t)和第2根发射天线上的带有训练序列的发射信号s_p2(t)：

s_p1(t)＝[p₁(t) s₁(t)]

s_p2(t)＝[p₂(t) s₂(t)]。

步骤3，在接收天线上获得接收信号r(t)

将第1根发射天线上的带有训练序列的发射信号s_p1(t)经第1根发射天线到接收天线的平坦衰落信道响应h₁到达接收天线，得到衰落信道响应后的信号h₁s_p1(t)；

将第2根发射天线上的带有训练序列的发射信号s_p2(t)经第2根发射天线到接收天线的平坦衰落信道响应h₂到达接收天线，得到衰落信道响应后的信号h₂s_p2(t)；

接收天线对上述两根发射天线经平坦衰落信道响应后的信号进行叠加，得到接收信号r(t)；

r(t)＝h₁s_p1(t)+h₂s_p2(t)+n(t)

其中，n(t)为加性高斯白噪声。

步骤4，接收端获得接收信号并估计信道。

在仿真***中，所经过衰落信道响应h₁、h₂未知，不可直接测量，但在接收端接收天线上可得到经平坦衰落信道后的接收信号，可以利用接收信号的训练序列p(t)与第i根发射天线上发射信号的训练序列p_i(t)对衰落信道响应进行估计，其实现如下：

(4.1)将接收信号上的训练序列p(t)分为

段区间，每段区间持续时间为2T_s，计算接收信号上训练序列p(t)的第n段区间可信度δ_i,n：

其中p_i(t)为第i根发射天线上第n段区间的训练序列，p(t)为接收信号上第n段区间的训练序列；

(4.2)在忽略噪声的影响下，计算第i根发射天线到接收天线经过的估计信道响应

其中L_p为发送端训练序列长度，p_i(t)为第i根发射天线上的训练序列，r(t)为接收天线上的接收信号，T_s为每比特持续时间，

为第i根发射天线上的训练序列的共轭。

本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明：

一、仿真***参数设置

使用MATLAB R2020a仿真软件，MIMO-MSK***为双发单收***，发送端原始数据长度为3994比特；训练序列长度为100比特，循环前缀长度为400比特，每比特持续时间为2*10e-7。

多径信道参数利用matlab中的comm.RayleighChannel函数对信号施加平坦衰落。

二、仿真内容

仿真1，在信噪比为1dB，2dB，3dB，4dB，5dB，6dB情况下，比较本发明信道估计与现有STBC编码信道估计***的运行时间，结果如图3。

由图3可以看出，在信噪比为5dB情况下现有信道估计运行时间超出本发明信道估计算法30％，在6dB情况下现有信道估计运行时间超出本发明估计算法运行时间40％，表明本发明估计时间短。

仿真2，在信噪比为6dB的条件下，将调幅脉冲分解调制信号与现有MSK调制信号进行比较，结果如图4所示。从图4可以看出两种调制信号完全吻合，表明本发明调幅脉冲分解后得到的调制信号与原有MSK调制信号能量无损失。

仿真3，在信噪比1dB～12dB条件下，比较本发明信道估计方法和现有信道估计方法在MIMO-MSK***上的误码性能，结果如图5所示。

从图5可以看出，本发明的信道估计误码性能比现有信道估计算法的误码性能好，当信噪比为10dB时，采用本发明信道估计相较现有信道估计误码率到达10e-6时的信噪比改善了0.2dB，表明本发明估计出的信道响应更精确。

Claims (9)

1.一种基于平坦衰落信道下空时块编码MSK***的信道估计方法，其特征在于，包括如下：

(1)在空时编码最小频移键控STBC-MSK***发送端随机生成的一个长度L比特的数据帧

每比特持续时间为T_s；

(2)将数据帧分块到两根发射天线，得到每根天线的数据帧

长度为

再把每根天线上的数据帧分为三个子数据块

并在每个子数据块尾部计算并添加相位连续符号d_x，得到第1根天线预调制数据块

第2根天线预调制数据块

(3)对添加相位连续符号后的预调制数据块

和

进行调幅脉冲分解，得到两根天线上的调制信号s_m,1(t)、s_m,2(t)；

(4)在两根天线上的调制信号s_m,1(t)、s_m,2(t)头部分别添加长度为L_cp的循环前缀，得到s_m1(t)、s_m2(t)；并对s_m1(t)、s_m2(t)进行STBC编码，得到第1根天线上的发射信号s₁(t)和第2根天线上的发射信号s₂(t)；

(5)在第1根发射天线上的发射信号s₁(t)前加入训练序列p₁(t)，得到第1根发射天线上带有训练序列的发射信号s_p1(t)，在第2根发射天线上的发射信号s₂(t)前加入训练序列p₂(t)，得到第2根发射天线上带有训练序列的发射信号s_p2(t)，其中p₁(t)、p₂(t)的长度均为L_p；

(6)将两根发射天线上带有训练序列的发射信号s_p1(t)和s_p2(t)通过平坦衰落信道，在接收端得到接收天线上的接收信号r(t)；

r(t)＝h₁s_p1(t)+h₂s_p2(t)+n(t)

h₁为第1根发射天线到接收天线上的平坦衰落信道响应，h₂为第2根发射天线到接收天线上的平坦衰落信道响应，n(t)为加性高斯白噪声；

(7)利用接收天线上接收信号r(t)的训练序列进行信道估计：

(7a)将接收信号上的训练序列p(t)分为

段区间，每段区间持续时间为2T_s，计算接收信号上训练序列p(t)第n段区间的可信度δ_i,n：

p(t)＝r(t)2(n-1)T_s≤t＜2nT_s

(7b)根据(7a)得到的可信度δ_i,n以及(5)中的训练序列p₁(t)、p₂(t)和(6)中的接收信号r(t)，计算第i根发射天线到接收天线上平均信道响应估计值

2.根据权利要求1所述方法，其中(1)中的数据帧

是一个二进制随机序列，长度L＝3994。

3.根据权利要求1所述方法，其中(2)中的三个子数据块，长度分别为L₁＝L_cp-1、L₂＝L_d-2L_cp+2、L₃＝L_cp-1，其中L_cp为循环前缀长度。

4.根据权利要求1所述方法，其中(2)中每个子数据块尾部添加的相位连续符号d_xn,i通过下式确定：

其中

为第n根发射天线上第i个子数据块的第l位比特，L_n,i为第n根发射天线上第i个数据块的长度。

5.根据权利要求1所述的方法，其中(3)中得到的第1根天线调制信号s_m,1(t)和第2根天线调制信号s_m,2(t)分别表示如下：

其中

表示调制指数，L_o＝L_d+3表示调制信号长度，

表示

上第i位比特，

表示

上第i位比特，c₀(t)为成形函数，表示如下：

6.根据权利要求1所述的方法，其中(4)中在两个调制信号头部添加长度为L_cp的循环前缀，实现如下：

将第1根发射天线调制信号尾部长度为L_cp的数据作为循环前缀复制到第1根发射天线调制信号头部，得到添加循环前缀的调制信号s_m1(t)：

将第2根发射天线调制信号尾部长度为L_cp的数据作为循环前缀复制到第2根发射天线调制信号头部,得到添加循环前缀的调制信号s_m2(t)：

其中，L_o＝L_d+3表示调制信号长度。

7.根据权利要求1所述的方法，其中(4)中第1根天线上的发射信号s₁(t)、第2根天线上发射信号s₂(t)，分别表示如下：

s₁(t)＝[s_m1(t) s_m2(t)]

8.根据权利要求1所述的方法，其中(5)中两个发射信号训练序列p₁(t)、p₂(t)的内部结构均为[1,-1,1,-1,...,1,-1]，其长度L_p为50≤L_p≤1000的偶数。

9.根据权利要求1所述的方法，其中(5)中第1根天线上的带有训练序列的发射信号s_p1(t)和第2根天线上的带有训练序列的发射信号s_p2(t)分别表示如下：

s_p1(t)＝[p₁(t) s₁(t)]

s_p2(t)＝[p₂(t) s₂(t)]

其中s₁(t)为第1根天线上的发射信号，s₂(t)为第2根天线上发射信号，p₁(t)为第1根天线上的训练序列，p₂(t)为第2根天线上的训练序列。

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