CN112886716A - 集成式电磁耦合机构及其电能发射端、接收端和传输*** - Google Patents

集成式电磁耦合机构及其电能发射端、接收端和传输*** Download PDF

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Abstract

本发明涉及电磁耦合技术领域，具体公开了一种集成式电磁耦合机构及其电能发射端、接收端和传输***，该耦合机构包括层叠设置的第一外电磁极P1、第一电介质、第一内电磁极P2，以及层叠设置的第二内电磁极P4、第二电介质、第二外电磁极P3，第一内电磁极P2与第二内电磁极P4正对且相距dt，电磁极P1、P2、P4和P3均由规格一致的方形金属线条按照相同方向螺旋绕制而成。本发明提供的电能传输***，基于该集成式电磁耦合机构，以及电路理论和互感耦合理论，对耦合机构等效电路进行简化，建立了***交流阻抗模型，通过对耦合机构电参量之间的关系进行分析和计算，使耦合机构实现了自补偿，并给出了***零输入阻抗角工作条件。

Description

集成式电磁耦合机构及其电能发射端、接收端和传输***
技术领域
本发明涉及电磁耦合技术领域，尤其涉及一种集成式电磁耦合机构、一种集成式电磁耦合机构的电能发射端、一种集成式电磁耦合机构的电能接收端和一种集成式电磁耦合机构的电能传输***。
背景技术
无线电能传输技术(Wireless Power Transfer，WPT)是一种综合利用电力电子技术和现代控制理论并通过软介质(磁场、电场、微波和激光等)实现无直接电气接触的电能传输技术，该技术有效解决了传统电气设备接触供电方式的电能不安全、不灵活接入的问题。目前研究比较广泛的是基于磁场耦合的无线电能传输技术(Magnetic-field CoupledWireless Power Transfer,MC-WPT)和基于电场耦合的无线电能传输(Electric-fieldCoupled Wireless Power Transfer,EC-WPT)技术，这两种技术主要依托电磁场理论，构建电能传输通道，结合电力电子变换、谐振补偿、控制和通信等技术，实现安全有效的电能无线传输。从现有文献来看，针对MC-WPT技术的研究更为成熟，应用也更为广泛，在电动汽车、生物医疗和消费电子等方面都有涉及。由于EC-WPT***耦合机构简易轻薄、成本低以及可穿越金属传能等特点，近年来也逐渐受到关注。
为了提升WPT***性能，现有文献一般会采用两种基本的方式：1)改善补偿结构及其参数谐振关系；2)改进和优化电磁耦合结构。第一种方式对提高***传输功率、实现恒压或恒流输出、抑制高次谐波和减小输入的无功分量等方面有显著的效果，第二种方式则在提升***效率和功率密度、改善***抗偏移性、维护***安全性和降低***成本等方面具有其优越性。
对于EC-WPT***而言，其耦合机构一般可以等效为两个串联的耦合电容，或六个交叉耦合电容。为了提升***性能，以往都是采用串联单电感的方式来补偿无功。但是对于远距离(厘米级以上)传输应用，由于耦合电容过小，需要串联较大的电感才能实现完全无功补偿。大电感的引入使得***体积增加，电感损耗增加，导致***效率过低。此外，由于单电感补偿结构只采用串联谐振，对于大功率电能传输，耦合机构需要承受很高的电压应力，***安全性存疑。对于MC-WPT***而言，为了改善***性能，以往研究都是采用经典的四大补偿结构对耦合机构的发射端和接收端自感进行无功补偿[1]。但四大结构也存在诸多问题，例如P/S和P/P结构的接收端补偿电容与负载大小相关，这在实际应用中有很大的限制[1]；S/S补偿结构的逆变输出电压对负载变化非常敏感[2]；S/P补偿结构在增益交点处的输出电压与耦合系数近似成反比，其不适用于耦合系数大范围变化的情况[3]。
针对EC-WPT和MC-WPT***的上述问题，各种复合谐振补偿网络，如LCL(电感-电容-电感)、LCC(电感-电容-电容)、CLC(电容-电感-电容)和LCLC(电感-电容-电感-电容)等，相继被提出和改进。为了进一步提升WPT***性能，专家们围绕电磁耦合机构做了大量研究，综合现有文献来看，对于单一的磁场耦合机构或电场耦合机构而言，为了提高WPT***传输距离，增大输出功率和效率，一般都需要为耦合机构增加相应的高阶补偿网络。对于电感电容混合式无线电能传输***，其磁耦合机构一般采用利兹线绕制构成，其电场耦合机构一般由铝制或铜制金属板构成，同时也会为其配置相应的高阶补偿网络。利兹线圈和高阶补偿网络的引入，导致***体积和重量增大，***成本增加，大大降低了***功率密度，严重制约WPT技术的应用和推广。
参考文献：
[1]Chwei-Sen Wang,G.A.Covic and O.H.Stielau,"Power transfercapability and bifurcation phenomena of loosely coupled inductive powertransfer systems,"in IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.51,no.1,pp.148-157,Feb.2004.
[2]W.Zhang,S.Wong,C.K.Tse and Q.Chen,"Design for EfficiencyOptimization and Voltage Controllability of Series–Series CompensatedInductive Power Transfer Systems,"in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.29,no.1,pp.191-200,Jan.2014.
[3]J.Hou,Q.Chen,K.Yan,X.Ren,S.Wong and C.K.Tse,"Analysis and controlof S/SP compensation contactless resonant converter with constant voltagegain,"2013IEEE Energy Conversion Congress and Exposition,Denver,CO,2013,pp.2552-2558.
发明内容
本发明提供一种集成式电磁耦合机构及其电能发射端、接收端和传输***，解决的技术问题在于：对于单一的电场耦合机构，现有技术利兹线圈和高阶补偿网络的引入，导致***体积和重量增大，***成本增加，大大降低了***功率密度。
为解决以上技术问题，本发明提供一种集成式电磁耦合机构，包括层叠设置的第一外电磁极P1、第一电介质、第一内电磁极P2，以及层叠设置的第二内电磁极P4、第二电介质、第二外电磁极P3，所述第一内电磁极P2与所述第二内电磁极P4正对且相距dt，所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4和所述第二外电磁极P3均由规格一致的方形金属线条按照相同方向螺旋绕制而成。
优选的，所述第一外电磁极P1和所述第二外电磁极P3尺寸一致，所述第一内电磁极P2和所述第二内电磁极P4尺寸一致，且所述第一电介质的厚度和所述第二电介质的厚度相等。
优选的，所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4和所述第二外电磁极P3均绕制成平面螺旋方形电磁极。
优选的，任一所述平面方形螺旋电磁极的参数满足：
Dout＝Din+2w+(w+s)(2N-1)
其中，Dout、Din分别为外径和内径，w为所述方形金属线条的宽度，s为相邻两匝所述方形金属线条之间的距离，N为匝数。
本发明提供的一种集成式电磁耦合机构，采用由方形金属线条螺旋绕制而成的平面线圈式耦合电磁极，将四个电磁极层叠放置构成电磁耦合机构，既能保证线圈自身的自感值和线圈之间的互感值，也能增大电磁极之间的交叉耦合电容，以增大电场耦合系数，通过充分利用以往研究中忽略的线圈寄生电容特性，来提高电能传输质量，并能有效克服趋肤效应对电能传输***的影响，降低耦合机构的欧姆损耗。
本发明还提供一种集成式电磁耦合机构的电能发射端，设有半桥逆变电路、发射端电磁极，所述发射端电磁极包括上述集成式电磁耦合机构中的第一外电磁极P1、第一内电磁极P2，所述半桥逆变电路的低电势端连接所述第一外电磁极P1的异名端，所述半桥逆变电路的高电势端连接所述第一内电磁极P2的同名端。
本发明还提供一种集成式电磁耦合机构的电能接收端，设有接收端电磁极、整流滤波电路，所述接收端电磁极包括上述集成式电磁耦合机构中的第二外电磁极P3、第二内电磁极P4，所述整流滤波电路的低电势端连接所述第二外电磁极P3的同名端，所述整流滤波电路的高电势端连接所述第二内电磁极P4的异名端。
本发明还提供一种集成式电磁耦合机构的电能传输***，即由上述电能发射端和电能接收端构成。
对于该***，优选的，所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4、所述第二外电磁极P3的设计满足：
当
Figure BDA0002905689950000041
时，
Figure BDA0002905689950000042
其中，ω＝2πf为***工作角频率，f为***工作频率，CA＝C1+2CM，
Figure BDA0002905689950000043
Mij为电磁极Pi和电磁极Pj之间的互感，Cij为电磁极Pi和电磁极Pj构成的耦合电容，Li为电磁极Pi的自感，i,j＝1,2,3,4。
或者，所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4和所述第二外电磁极P3的设计满足：
当
Figure BDA0002905689950000051
时，
Figure BDA0002905689950000052
优选的，***工作频率为：
Figure BDA0002905689950000053
其中，
Figure BDA0002905689950000054
本发明提供的一种集成式电磁耦合机构的电能传输***，基于电路理论和互感耦合理论(四个电磁极本身具有一定的自感，并且四个电磁极之间会产生交叉耦合，形成交叉互感和交叉耦合电容)，对耦合机构等效电路进行简化，建立了***交流阻抗模型，通过对耦合机构电参量之间的关系进行分析和计算，使耦合机构实现了自补偿，并给出了***零输入阻抗角(Zero Phase Angle,ZPA)工作条件。相比现有技术，本***采用集成式电磁耦合机构，能有效减小***体积和重量，进一步降低成本，并保证了***性能。
附图说明
图1是本发明实施例1提供的一种集成式电磁耦合机构的3D图；
图2是本发明实施例1提供的一种集成式电磁耦合机构的主视图；
图3是本发明实施例1提供的一平面螺旋方形电磁极的俯视图；
图4是本发明实施例1提供的图1或2所示耦合机构的等效模型图；
图5是本发明实施例2提供的一种集成式电磁耦合机构的电能传输***的等效电路拓扑图；
图6是本发明实施例2提供的图5所示拓扑图的π型简化模型图；
图7是本发明实施例2提供的图6所示简化模型的电路等效图；
图8是本发明实施例2提供的耦合机构的耦合系数随内电磁极铜箔匝数Nin的变化关系图；
图9是本发明实施例2提供的***输入阻抗随内电磁极铜箔匝数Nin的变化关系图；
图10是本发明实施例2提供的***工作频率f1和f2随内电磁极铜箔匝数Nin和等效负载Req的变化关系图；
图11是本发明实施例2提供的电磁极P3和P4的对地电压随内电磁极铜箔匝数Nin的变化关系图；
图12是本发明实施例2提供的***输入阻抗与工作频率的变化关系图；
图13是本发明实施例2提供的***逆变输出电压(Uin)和输出电流(Iin)的波形图；
图14是本发明实施例2提供的***输出电压(Uout)和输出电流(Iout)的波形图；
图15是本发明实施例2提供的电磁极P1、P2、P3、P4的对地电压(UP1、UP2、UP3、UP4)波形图；
图16是本发明实施例2提供的通过电磁极P1、P2、P3、P4的电流(IP1、IP2、IP3、IP4)波形图；
图17是本发明实施例2提供的耦合机构的电场强度分布图；
图18是本发明实施例2提供的耦合机构的磁场强度分布图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
实施例1
本发明实施例提供的一种集成式电磁耦合机构，如图1～3所示，在本实施例中，与以往针对IPT***研究中采用利兹线绕制的线圈不同，与以往针对CPT***的研究中采用金属板作为电极也不同，本实施例中的电磁极采用具有一定宽度的方形金属线条(本实施例采用铜箔条)螺旋绕制而成，既能保证线圈自身的自感值和线圈之间的互感值，也能增大电磁极之间的交叉耦合电容，以增大电场耦合系数，通过充分利用以往研究中忽略的线圈寄生电容特性，来提高电能传输质量。其中图1所示为集成式电磁耦合机构三维图，主要由四个平面方形螺旋电磁极和电介质构成，其主视图如图2所示，四个电磁极和电介质层叠放置，从下至上依次是电磁极P1(第一外电磁极)、第一电介质、电磁极P2(第一内电磁极)、电磁极P4(第二内电磁极)、第二电介质和电磁极P3(第二外电磁极)，电磁极P1和P3的边长为l1，电磁极P2和P4的边长为l2，同侧电磁极间的距离，也即第一电介质和第二电介质的厚度为ds，两个内电磁极(P2和P4)之间的距离也是电能传输距离为dt。任一平面方形螺旋电磁极的俯视图如图3所示，铜箔条厚度可忽略不计，图中Dout为电磁极外径，Din为电磁极内径，w为铜箔宽度，s为相邻两匝铜箔之间的距离，N为匝数，其参数满足如下关系：
Dout＝Din+2w+(w+s)(2N-1) (1)
对于图1所示的耦合结构，四个电磁极层叠放置，相互之间形成交叉耦合，在分析耦合机构特性时务必考虑四个电磁极形成的互感和互容，因此该结构可以等效为如图4所示的电路模型。图4中Li为电磁极的自感，Mij为电磁极Pi和电磁极Pj的互感，Cij为电磁极Pi和电磁极Pj的耦合电容，其中i,j＝1,2,3,4。
实施例2
1、***电路模型及其等效简化
本实施例提供一种集成式电磁耦合机构的电能传输***。为了节省成本、简化电路，本实施例利用实施例所述集成式电磁耦合机构自身具有的电容和电感特性，采用无补偿结构。同时，为了进一步简化***结构，采用半桥逆变电路，如图5所示，图中层叠式耦合机构的第一内电磁极P2的同名端接逆变输出的高电势端，第一外电磁极P1的异名端接逆变输出的低电势端，以减小漏电场辐射。
为了简化分析，本实施例采用基波近似方法对***特性进行分析。对于图4所示的耦合机构的电路模型，可以将六电容交叉耦合模型等效为三电容π模型，因此可以将图5所示的***电路模型等效为图6所示电路，图中Uin＝Udc·2/π，为耦合机构输入电压(也为逆变输出电压)基波分量幅值，Req为等效负载电阻。图5和图6中的参数具有如下等效变换关系：
Figure BDA0002905689950000081
电场耦合系数可以表示为：
Figure BDA0002905689950000082
此外，根据互易定理可以将C1、C2和CM构成的π型电容网络变换为T型电容网络，再结合多电感耦合理论，可以将电感元件L1-L4进行去耦合处理，最终可将图6所示电路简化为图7所示的电路结构，图6和图7中的参数有如下关系：
Figure BDA0002905689950000083
Figure BDA0002905689950000084
本实施例中，将磁场耦合系数定义为：
Figure BDA0002905689950000091
通过该定义式可以解释线圈之间的磁耦合程度。
2、电路全谐振及参数补偿关系
根据图7所示的简化电路拓扑，将电路分为两个回路，回路电路分别为I1和I2，规定电流顺时针方向为正方向，基于基尔霍夫电压定律(KVL)列写回路方程：
Figure BDA0002905689950000092
式中：
Figure BDA0002905689950000093
其中ω＝2πf，为***工作角频率，其中f为***工作频率。因此可以计算得到：
Figure BDA0002905689950000094
式中I1和I2也可分别视为***输入电流Iin和输出电流Iout，因此***的输入阻抗即可表示为：
Figure BDA0002905689950000095
在实际应用中，层叠式耦合机构一般设计为对称结构，即电磁极P1和电磁极P3尺寸一致，电磁极P2和电磁极P4尺寸一致，且P1和P2的间距与P3和P4的间距相等，因此图4中的电路参数存在如下等式关系：
Figure BDA0002905689950000101
根据式(2)、(4)和(5)，可以得出：
Figure BDA0002905689950000102
将式(11)和(12)代入式(10)，可以得出a22＝a11+Req。由于式(8)中a12＝a21，因此输入阻抗可以化简为：
Figure BDA0002905689950000103
结合式(8)和(13)可知，若要求***工作于ZPA状态，即***输入阻抗Im(Zin)＝0，则必须满足：
Figure BDA0002905689950000104
或：
Figure BDA0002905689950000105
①若满足式(14)
结合式(10)和(14)可以得到***输入阻抗为：
Figure BDA0002905689950000106
结合式(9)和(16)可求得***输入电流和输出电流分别为：
Figure BDA0002905689950000107
进一步得到***输出电压为：
Figure BDA0002905689950000111
②若满足式(15)
结合式(10)和(15)对***输入阻抗进行化简，可以得到Zin＝Req，同理可以得到***输入电流、输出电流和输出电压分别为：
Figure BDA0002905689950000112
Figure BDA0002905689950000113
Figure BDA0002905689950000114
3、电路参数与电磁耦合机构参数分析与设计
为了提高***性能，本实施例采用有限元仿真软件Maxwell对不同尺寸的电磁耦合机构特性进行仿真分析，对耦合机构进行优化设计。根据现有技术可知，方形平面螺旋线圈自感计算公式为：
Figure BDA0002905689950000115
其中，μ0为真空磁导率，N为线圈匝数，Davg为线圈内外径的平均值，即Davg＝(Dout+Din)/2，ρ为线圈的压缩比，即ρ＝(Dout-Din)/(Dout+Din)，c1-c4的值取决于线圈的布局形状，当线圈为方形时，c1＝1.27，c2＝2.07，c3＝0.18，c4＝0.13。此外，根据电容的理论公式可知，两电磁极之间的耦合电容正比于方形平面螺旋线圈的铺铜面积，反比于电磁极间距。
实际应用中，电磁极外径一般根据具体需求而定，在本实施例中，以500mm*500mm(Dout＝500mm)大小的外侧电磁极(P1和P3)作为样例进行研究。结合式(1)和(22)可知，当外径Dout一定时，外侧电磁极的自感主要与外侧电磁极铜箔宽度wout、铜箔匝数Nout和匝间距sout有关，内外电磁极之间的互感和耦合电容除了与上述参数相关外，还与内侧电磁极铜箔宽度win、铜箔匝数Nin、匝间距sin和同侧电磁极间的距离ds和传输距离dt相关。
若以有机玻璃作为同侧电磁极之间的介质(相对介电常数为3.4)，以表1所示耦合机构的参数作为不变量，通过Maxwell仿真可以得到四个电磁极之间的自感、互感和耦合电容随内侧电磁极铜箔匝数Nin的变化关系，从而得到耦合机构的磁场耦合系数kIPT和电场耦合系数kCPT随Nin的变化关系如图8所示。图中kIPT均为负数，这与耦合线圈同名端的确定相关，同名端的确定受线圈中电流方向的影响，即与线圈的接线方式相关。
表1耦合机构参数(Nin为变量)
参数 取值 参数 取值
N<sub>out</sub> 15 d<sub>s</sub> 10mm
d<sub>t</sub> 60mm w<sub>out</sub> 10mm
s<sub>out</sub> 5mm w<sub>in</sub> 10mm
s<sub>in</sub> 5mm
根据上文分析，可以得到式(14)中***工作频率f随Nin的变化关系，以及式(16)中Ca、L1m和L2m随Nin的变化关系。结合式(14)和(16)可以得到工作在第一种ZPA情况下的输入阻抗Zin随Nin和等效负载电阻Req的变化关系，如图9所示。从图9中可以看出，当Req为低电阻值(10-100Ω)时，输入阻抗呈高阻态，且内侧电磁极铜箔匝数的变化对输入阻抗的影响不大，在这种情况下，负载的拾取功率大大降低。当Req为高电阻值(103-104Ω)时，输入阻抗的值约在10Ω到100Ω之间变化，此时负载的拾取电流很小。
除了分析Nin对Zin的影响之外，同理可以分析出表1中参数对Zin的影响。但是在电磁极尺寸为500mm*500mm，传输距离为60mm的应用限制条件下，线圈匝数是影响自感和互感的主要参数，因此sout、sin、wout和win对Zin的影响都不大，对Zin其决定性作用的是Req。
综合上述分析可知，这种工作模式只适用于等效负载电阻Req较大的应用场合。在大多数实际应用中，Req一般处于10-100Ω之间，本实施例将重点针对第二种ZPA情况下的耦合机构进行分析和优化设计。
对于第二种ZPA工作情况，***输入阻抗Zin＝Req，负载能拾取到的电压和电流都相对较大，适用于大多数应用场合。根据式(15)，可以计算得到***谐振频率为：
Figure BDA0002905689950000131
式中：
Figure BDA0002905689950000132
可见，对于本实施例所提的无额外补偿结构的WPT***而言，有两个***谐振频率。同样以表1所示耦合机构的参数作为不变量，得到上述两个频率随内侧电磁极铜箔匝数Nin和等效负载电阻Req的变化情况，如图10所示。从图10中可以看出，***谐振频率主要和Nin有关，受Req的影响较小。
为了确定***的工作频率，本实施例将对上述两种谐振频率下每个电磁极的对地电压进行分析。由于电磁极P1接直流输入负极，P2接逆变输出高电位端，因此P1上的电压UP1为零，P2上的电压UP2为Uin。以Uin＝100V，Req＝40Ω为例进行分析，从图10可知，当Nin取不同值时，***谐振频率也不一样，在不同的谐振频率下，四个电磁极的对地电压会大不相同。当***工作频率f分别等于f1和f2时，可以得到电磁极P3和P4的对地电压幅值UP3和UP4随Nin的变化曲线，如图11所示。从图11中可以明显看出，以f2作为***工作频率所得到的UP3和UP4远远高于以f1作为***工作频率时的UP3和UP4，因此，选用f1作为***工作频率，将有效降低耦合机构的漏电场，提高***的安全性能，后文将主要针对f＝f1的情况进行分析和设计。
4、***参数确定与仿真验证
基于图5所示电路在MATLAB/Simulink平台下搭建***仿真模型，根据上文对电路参数和耦合机构参数的分析，综合考虑***电场耦合系数、磁场耦合系数和***工作频率，选用的电磁耦合机构几何参数如表2所示，根据上文中对电路参数关系的设计得到表3所示参数进行仿真验证。
表2耦合机构几何参数
参数 取值 参数 取值
N<sub>out</sub> 15 N<sub>in</sub> 9
s<sub>out</sub> 5mm w<sub>out</sub> 10mm
s<sub>in</sub> 5mm w<sub>in</sub> 10mm
d<sub>s</sub> 10mm d<sub>t</sub> 60mm
表3电路仿真参数
参数 取值 参数 取值
f 1.056MHz L<sub>1</sub> 64.622μH
U<sub>dc</sub>(U<sub>in</sub>) 157.08V(100V) L<sub>2</sub> 19.517μH
R<sub>L</sub>(R<sub>eq</sub>) 49.348Ω(40Ω) L<sub>3</sub> 64.407μH
C<sub>12</sub> 324.98pF L<sub>4</sub> 19.432μH
C<sub>13</sub> 30.376pF M<sub>12</sub> 22.731μH
C<sub>14</sub> 3.0998pF M<sub>13</sub> 28.369μH
C<sub>23</sub> 3.1395pF M<sub>14</sub> 12.367μH
C<sub>24</sub> 13.198pF M<sub>23</sub> 12.366μH
C<sub>34</sub> 324.14pF M<sub>24</sub> 7.2848μH
M<sub>34</sub> 22.722μH
通过对仿真模型进行阻抗分析，得到如图12所示的阻抗与***工作频率的关系图，从上文的分析可知，一般选用f1和f2作为***工作频率比较符合实际应用情况，但相比在f2频率工作下，***在f1频率工作下的电磁极电压大大降低，因此选用f1作为***工作频率，仿真得到的工作频率与理论计算值一致。
图13给出***逆变输出电压和电流波形，可见电压与电流同相位，***实现ZPA工作，且通过测量可知***输入电流幅值为2.484A。由于Uin＝Udc·2/π，Req＝RL·8/π2，根据公式(19)可以计算出Iin＝Uin/Req＝2.5A，仿真和理论推导基本一致。
图14给出了***输出电压和电流的波形，可以计算得到***输出功率约为134W，由于是仿真中没有考虑电磁极内阻损耗，因此输出功率与输入功率基本一致。
图15和图16分别给出了四个电磁极的对地电压和通过四个电磁极的电流，电磁极P1直接与直流电源负极相连，因此对地电压为零，电磁极P2与逆变输出高电势端相连，其对地电压即为逆变输出电压；此外，从图5所示结构可以看出通过电磁极P1与P2的电流相等，通过电磁极P3与P4的电流也相等。
以上述电压和电流作为激励源，在Ansys Maxwell仿真平台下对耦合机构的电磁场分布进行有限元仿真，得到如图17和图18所示的电场强度分布和磁场强度分布。根据IEEE安全标准，当工作频率为1.056MHz时，人体的安全电场强度为614V/m，安全磁场强度为15.4356A/m，由此可以得到图17、18中所示的安全距离60mm。
5、结论
为了简化WPT***结构、节省成本和提高***功率密度，本实施例基于实施例1提出的新型集成式电磁耦合机构，构建了其无补偿WPT***，并进行了***分析与设计。本实施例基于电路理论和互感耦合理论对该耦合机构的等效模型进行了简化，针对无补偿WPT***，给出了一种满足电路全谐振的参数设计方法。通过分析耦合机构几何参数对***性能的影响情况，设计了合适的电磁耦合机构，可以保证***在无任何额外补偿器件的情况下，传输距离达到60mm，传输功率130W以上，且有效降低了耦合机构对外电磁场辐射。最后，通过仿真对本实施例的理论和方法进行了验证，仿真结果与理论计算基本一致。
实施例3
基于实施例2，本实施例提供了一种集成式电磁耦合机构的电能发射端，可安装于一电能发射装置中，设有半桥逆变电路、发射端电磁极，该半桥逆变电路即采用实施例2所述***中的半桥逆变电路，而发射端电磁极即采用实施例2所述的第一外电磁极P1、第一内电磁极P2，而关于第一外电磁极P1、第一内电磁极P2更具体的参数设计，可与实施例2一致，也可根据具体的应用需求设定。
需要说明的是，包含该电能发射端的电能发射装置、设备等也包含在本发明的实施范围内。
实施例4
基于实施例2，本实施例提供了一种集成式电磁耦合机构的电能接收端，可安装于一移动终端中，设有接收端电磁极、整流滤波电路，所述接收端电磁极实施例2所述的第二外电磁极P3、第二内电磁极P4，而整流滤波电路跟实施例2一致，采用RC滤波电路，其低电势端连接所述第二外电磁极P3的同名端，高电势端连接所述第二内电磁极P4的异名端。而关于第二外电磁极P3、第二内电磁极P4更具体的参数设计，可与实施例2一致，也可根据具体的应用需求设定。
需要说明的是，包含该电能接收端的移动终端或其他设备、装置等也包含在本发明的实施范围内。
综上所述，本发明提出了一种新型集成式电磁耦合机构，以及基于此耦合机构的无补偿无线电能传输(Wireless Power Transfer,WPT)***，以及基于此耦合机构的可单独应用的电能发射端、电能接收端。该耦合机构由四个方形平面螺旋铜箔线圈层叠放置构成，融合了电场耦合和磁场耦合，集电感和电容于一身，具有自补偿特性，无需额外补偿结构即可实现高效电能无线传输，能有效降低***体积和成本，提高***功率密度。针对***，本发明首先基于电路理论和互感耦合理论，构建并简化耦合机构电路模型，利用耦合机构的自补偿特性，对其电参量进行分析和设计，给出***全谐振工作的基本条件。然后基于Maxwell有限元仿真平台，构建集成式电磁耦合机构仿真模型，分析电参数与耦合机构几何参数的关系对***性能的影响，给出电磁场耦合系数和***谐振频率的变化规律，对电磁极结构进行优化设计。最后通过仿真验证了本发明所提出的耦合机构和无补偿WPT***设计方法的优越性，阐明本发明理论和方法的可行性和有效性。
而上述的几个实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.集成式电磁耦合机构，其特征在于，包括层叠设置的第一外电磁极P1、第一电介质、第一内电磁极P2，以及层叠设置的第二内电磁极P4、第二电介质、第二外电磁极P3，所述第一内电磁极P2与所述第二内电磁极P4正对且相距dt，所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4和所述第二外电磁极P3均由规格一致的方形金属线条按照相同方向螺旋绕制而成。
2.如权利要求1所述的一种集成式电磁耦合机构，其特征在于：所述第一外电磁极P1和所述第二外电磁极P3尺寸一致，所述第一内电磁极P2和所述第二内电磁极P4尺寸一致，且所述第一电介质的厚度和所述第二电介质的厚度相等。
3.如权利要求1所述的一种集成式电磁耦合机构，其特征在于：所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4和所述第二外电磁极P3均绕制成平面螺旋方形电磁极。
4.如权利要求1～3任一项所述的一种集成式电磁耦合机构，其特征在于：任一所述平面方形螺旋电磁极的参数满足：
Dout＝Din+2w+(w+s)(2N-1)
其中，Dout、Din分别为外径和内径，w为所述方形金属线条的宽度，s为相邻两匝所述方形金属线条之间的距离，N为匝数。
5.集成式电磁耦合机构的电能发射端，其特征在于：设有半桥逆变电路、发射端电磁极，所述发射端电磁极包括权利要求1～4任一项所述的第一外电磁极P1、第一内电磁极P2，所述半桥逆变电路的低电势端连接所述第一外电磁极P1的异名端，所述半桥逆变电路的高电势端连接所述第一内电磁极P2的同名端。
6.集成式电磁耦合机构的电能接收端，其特征在于：设有接收端电磁极、整流滤波电路，所述接收端电磁极包括权利要求1～4任一项所述的第二外电磁极P3、第二内电磁极P4，所述整流滤波电路的低电势端连接所述第二外电磁极P3的同名端，所述整流滤波电路的高电势端连接所述第二内电磁极P4的异名端。
7.集成式电磁耦合机构的电能传输***，其特征在于：包括权利要求5所述的电能发射端和权利要求6所述的电能接收端。
8.如权利要求7所述的集成式电磁耦合机构的电能传输***，其特征在于，所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4、所述第二外电磁极P3的设计满足：
当
Figure FDA0002905689940000021
时，
Figure FDA0002905689940000022
其中，ω＝2πf为***工作角频率，f为***工作频率，CA＝C1+2CM，
Figure FDA0002905689940000023
Mij为电磁极Pi和电磁极Pj之间的互感，Cij为电磁极Pi和电磁极Pj构成的耦合电容，Li为电磁极Pi的自感，i,j＝1,2,3,4。
9.如权利要求8所述的集成式电磁耦合机构的电能传输***，其特征在于，所述第一外电磁极P1、所述第一内电磁极P2、所述第二内电磁极P4和所述第二外电磁极P3的设计或者满足：
当
Figure FDA0002905689940000024
时，
Figure FDA0002905689940000025
10.如权利要求8或9所述的集成式电磁耦合机构的电能传输***，其特征在于：
Figure FDA0002905689940000031
其中，
Figure FDA0002905689940000032
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