CN112701952B - 三相两电平逆变器电流纹波最小有效值pwm方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明提供的一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法及***，通过构建电流纹波RMS预测模型，建立了电流纹波RMS与PWM的关系，通过计算结果来实时优化零矢量分配；最后使用优化后的零矢量分配因子计算三相的参考调制信号，生成输出控制脉冲；在降低逆变器电流纹波RMS的同时，顺带降低电流THD和开关次数，有效提高了电流质量，降低损耗。

Description

三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法及***

技术领域

本发明涉及电力电子技术脉宽调制技术领域，更具体的，涉及一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法及***。

背景技术

随着工业自动化的普及，电压源逆变器广泛应用于工业和家用电机与控制领域。由于三相两电平电压源逆变器的硬件成本低、结构简单、控制理论成熟，所以被最为广泛的使用。目前用于控制逆变器的PWM技术主要七段式SVPWM方法、五段式SVPWM方法和谐波注入PWM技术。

其中，经典的七段式SVPWM的简化算法(其中一种也被称为均值零序电压注入PWM)应用最为广泛，有电压利用率高、谐波畸变率低、转矩脉动低等优点，但这些优点都是相较于SPWM，并非没有改进空间。其理论并没有分析PWM对电流纹波的影响，也没有解释对一些自由度(如矢量选择、零矢量分配、开关周期和脉冲位置等)的应用，使其还有进一步完善的空间。三次谐波幅值系数为1/4的谐波注入PWM技术被证明为使电流谐波畸变率最小的PWM技术，但也有电压利用率降低(约2％)的缺点。在接近最大的线性调制范围(0.98～1)时会出现过调制，使电流THD增加。五段式SVPWM方法虽然降低了开关次数但明显增大了电流纹波。

现有的PWM技术只是简单的运用了调制过程中的自由度，如七段式SVPWM的零矢量作用时间一直平均分配，如五段式SVPWM虽然降低了开关次数但明显增大了电流纹波，如谐波注入PWM注入的谐波保持系数不变。现有的PWM技术没有建立PWM与电流纹波的模型，没有充分利用PWM过程中的自由度。

发明内容

本发明为克服现有的控制逆变器的PWM技术存在较大电流纹波或较大电流THD的技术缺陷，提供一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法及***。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法，包括以下步骤：

S1：对调制给定量的电压矢量和电角度进行缩放计算和坐标变换处理，得到三相期望相电压；

S2：根据三相期望相电压计算零矢量分配因子；

S3：根据零矢量分配因子，计算三相调制信号；

S4：获取开关周期，在三相调制信号基础上，生成最后的输出脉冲。

上述方案中，步骤S2中的计算方法是基于电流纹波RMS预测模型的，此模型建立了电流纹波RMS与PWM的给定电压矢量关系，计算最优的零矢量分配因子；最后使用优化后的零矢量分配因子计算三相的参考调制信号，生成输出控制脉冲；在降低PWM电流纹波RMS的同时，顺带降低电流THD和开关次数，有效提高了电流质量，降低损耗。

其中，所述步骤S1具体包括以下步骤：

S11：输入为电机矢量控制策略下的d-q轴电流控制器输出的电压U_d、U_q和编码器反馈的电角度θ；

S12：利用输入电压U_d、U_q和电角度θ，计算出三相期望相电压，具体为：

其中，U_a、U_b、U_c即表示三相期望相电压。

其中，在所述步骤S2中，定义U₀₀₀矢量作用时间占零矢量(U₀₀₀和U₁₁₁)作用总时间的比例为k，即零矢量分配因子，则0≤k≤1；将三相期望相电压U_a、U_b、U_c输入构建好的零矢量分配因子计算模块中，计算输出的零矢量分配因子k，具体为：

S21：计算中间变量U_max和U_min：

S22：计算中间变量T₀：

T₀＝2-U_max+U_min (3)

其中，T₀是一个与调制度正比例相关的变量，在最大线性调制度稳定运行时理论计算结果才会在特定相位情况下为0，过调制情况会出现0和负值；为避免出现分母为零的计算漏洞，对T₀进行限幅以保证其稳定；

S23：若T₀≤0.001，令k＝0.5并跳出此模块，否则执行下一步；

S24：计算零矢量分配因子k，具体为：

S25：如果k<0，令k＝0；如果k>1，令k＝1。

其中，所述步骤S3具体为：

S31：根据零矢量分配因子计算共模量U_e，具体为：

U_e＝k(1-U_max)+(1-k)(-1-U_min) (5)

S32：根据共模量U_e计算三相调制信号，具体为：

其中，m_a、m_b、m_c表示三相调制信号。

其中，所述步骤S4具体为：

由三相调制信号与周期T_s的等腰三角形波比较生成最后的输出脉冲；

或：

通过开关周期T_s直接计算三相桥臂开关切换时间t_a、t_b、t_c：

在三相桥臂开关切换时间基础上，生成最后的对称输出脉冲。

三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM***，包括坐标变换模块、零矢量分配计算模块、调制信号计算模块和脉冲生成模块；其中：

所述坐标变换模块为输入的电压矢量和电角度进行缩放计算和坐标变换处理，生成三相期望相电压；

在所述零矢量分配计算模块是基于电流纹波有效值预测模型；以电流纹波有效值最小为目标，计算得到零矢量分配因子；

所述调制信号计算模块用于根据零矢量分配因子，计算三相调制信号；

所述脉冲生成模块用于在三相调制信号基础上，生成最后的输出脉冲。

上述方案中，通过构建由坐标变换模块、零矢量分配计算模块、调制信号计算模块和脉冲生成模块组成脉宽调制技术。为了在最大电压利用率的基础上降低电流THD、在高调制比运行时能够减少逆变器的开关次数，提供一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM***。

其中，在所述坐标变换模块中，输入为电机矢量控制策略下的d-q轴电流控制器输出的电压矢量U_d、U_q和编码器反馈的电角度θ；坐标变换模块将电压矢量U_d、U_q乘以调制系数

后利用后和电角度θ进行恒幅值变换，实现从两相旋转坐标到三相静止坐标系的坐标变换；最后在三相静止坐标系下计算三相期望相电压，并将结果传送至所述零矢量分配计算模块中。

其中，在所述零矢量分配计算模块中，将三相期望相电压U_a、U_b、U_c输入到模型中，计算输出的零矢量分配因子k，具体为：

计算中间变量U_max和U_min：

计算中间变量T₀：

T₀＝2-U_max+U_min

其中，T₀是一个与调制度正比例相关的变量，在最大线性调制度稳定运行时理论计算结果才会在特定相位情况下为0，过调制情况会出现0和负值；为避免出现分母为零的计算漏洞，对T₀进行限幅以保证其稳定：若T₀≤0.001，令k＝0.5；否则按下式计算零矢量分配因子k：

为获得最大电压利用率，需对k进行限幅：如果k<0，令k＝0；如果k>1，令k＝1；最后将计算结果传送至所述调制信号计算模块中。

其中，在所述调制信号计算模块中，首先根据根据零矢量分配因子计算共模量U_e，再计算三相调制信号，具体为：

U_e＝k(1-U_max)+(1-k)(-1-U_min)

其中，U_e表示共模量，m_a、m_b、m_c表示三相调制信号。

其中，在所述脉冲生成模块中，执行以下计算过程：

由三相调制信号与周期T_s的等腰三角形波比较生成最后的输出脉冲；

或：

通过开关周期T_s直接计算三相桥臂开关切换时间t_a、t_b、t_c：

最后在三相桥臂开关切换时间基础上，生成最后的对称脉冲。

上述方案中，本发明在零矢量分配计算模块中计算出最优的零矢量分配因子，然后以此计算共模注入量和三相调制信号，最后由调制信号与等腰三角载波比较产生桥臂的控制脉冲。本技术用C语言编程，在MATLAB/simulink进行了仿真验证，并在TMS320F28377S芯片上进行实验验证。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

本发明提供一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法及***，通过构建电流纹波RMS预测模型，建立了电流纹波RMS与PWM的关系，通过计算结果来实时优化零矢量分配；最后使用优化后的零矢量分配因子计算三相的参考调制信号，生成输出控制脉冲；在降低逆变器电流纹波RMS的同时，顺带降低电流THD和开关次数，有效提高了电流质量，降低损耗。

附图说明

图1为三相两电平逆变器的拓扑结构图；

图2为开关脉冲与对应的a相电流纹波图；

图3为本发明所述方法的流程示意图；

图4为本发明所述***的结构示意图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

为更详细说明本申请的技术方案，在实际的三相两电平逆变器***对电流纹波RMS预测模型进行阐述，具体为：

三相两电平逆变器的拓扑结构如下图1所示。三相桥臂共有6个半导体开关，每相桥臂只能上开下关或者下开上关，分别对应此相的开关脉冲为高电平(1)和低电平(0)。当上桥臂开通下桥臂关断时，桥臂端(a、b和c点)连接直流母线电压正极Vdc/2，反之连接负极-Vdc/2。负载端用三相对称的电压源代替，因电感两端的瞬时电压差而产生电流纹波。

其电流纹波预测模型有两个关键部分：电流纹波斜率与电压矢量作用时间。在开关周期内的电流纹波起始值和终止值都为对应的电流基波，而电流纹波的波形则由电流斜率和每段矢量作用的时间和顺序决定。三相开关脉冲与a相电流纹波如下图2所示。

电流纹波斜率可以由单个电压矢量作用下的戴维南等效电路求得，代入期望相电压后可以表示为下表1所示：

表1电压矢量下的电路纹波斜率表

在输出脉冲居中的前提下，电压矢量U₀₀₀对应七段式SVPWM电流纹波的第一段和第七段；电压矢量U₁₀₀、U₀₁₀或U₀₀₁对应电流纹波的第二段和第六段；电压矢量U₀₁₁、U₁₀₁或U₁₁₀对应电流纹波的第三段和第五段；电压矢量U₁₁₁对应电流纹波的第四段。

在电流纹波的第一段、第四段和第七段，零电压矢量U₀₀₀和电压矢量U₁₁₁对应的电流纹波斜率k₀相等，零矢量作用总时间t₀为：

t₀＝T_s*(2-U_max+U_min)/2

但U₀₀₀和U₁₁₁作用时间分别为：

t₀₀₀＝k*t₀

t₁₁₁＝(1-k)*t₀

在电流纹波对应式(2)中：电压矢量U₁₀₀对应U_max＝U_a的情况；电压矢量U₀₁₀对应U_max＝U_b的情况；电压矢量U₀₀₁对应U_max＝U_c的情况。三种情况对应的电流纹波斜率k₁作用总时间为：

t₁＝T_s*(2U_max+U_min)/2

在电流纹波对应式(2)中：电压矢量U₀₁₁对应U_min＝U_a的情况；电压矢量U₁₀₁对应U_min＝U_b的情况；电压矢量U₁₁₀对应U_min＝U_c的情况。三种情况对应的电流纹波斜率k₂作用总时间为：

t₂＝T_s*(-U_max-2U_min)/2

在输出脉冲居中对称的前提下，每一段电流纹波的持续时间依次为k*t₀/2，t₁/2，t₂/2，(1-k)*t₀，t₂/2，t₁/2和(1-k)*t₀/2。当U_max＝U_a且U_min＝U_c时，a相电流纹波如图4所示。

结合表1的电流纹波斜率可以得到a相电流纹波的有效值：

进而得到三相电流纹波的有效值：

易求得在以下情况下使三相电流纹波有效值最小：

代入不同情况下的三相电流纹波斜率和作用时间即可求得公式(4)。值得注意的是，在实现所述PWM的过程中并不需要计算出电流纹波RMS预测值。

在具体实施过程中，通过本方案得到的结果在降低逆变器电流纹波RMS的同时，顺带降低电流THD和开关次数，有效提高了电流质量，降低损耗。

实施例2

更具体的，在实施例1的基础上，如图3所示，本发明提出一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法，包括以下步骤：

S1：对调制给定量的电压矢量和电角度进行缩放计算和坐标变换处理，得到三相期望相电压；

S2：根据三相期望相电压计算零矢量分配因子；

S3：根据零矢量分配因子，计算三相调制信号；

S4：获取开关周期，在三相调制信号基础上，生成最后的输出脉冲。

在具体实施过程中，步骤S2中的计算方法是基于电流纹波RMS预测模型的，此模型建立了电流纹波RMS与PWM的给定电压矢量关系，计算最优的零矢量分配因子；最后使用优化后的零矢量分配因子计算三相的参考调制信号，生成输出控制脉冲；在降低PWM电流纹波RMS的同时，顺带降低电流THD和开关次数，有效提高了电流质量，降低损耗。

更具体的，所述步骤S1具体包括以下步骤：

S11：输入为电机矢量控制策略下的d-q轴电流控制器输出的电压U_d、U_q和编码器反馈的电角度θ；

S12：利用输入电压U_d、U_q和电角度θ，计算出三相期望相电压，具体为：

其中，U_a、U_b、U_c即表示三相期望相电压。

上述方案中，相较于七段式SVPWM建立在两相静止坐标系下，本发明则建立在两相旋转坐标系下，这样能减少中间计算过程(如ipark变换)。本发明的输入量为电机矢量控制策略下的d-q轴电流控制器的输出U_d、U_q和编码器反馈的电角度θ。对于电压矢量U_d、U_q的变换范围为-1～1，需要乘以系数2/sqrt(3)后和电角度θ进行恒幅值，实现从两相旋转坐标到三相静止坐标系的坐标变换。

更具体的，其中，在所述步骤S2中，定义U₀₀₀矢量作用时间占零矢量(U₀₀₀和U₁₁₁)作用总时间的比例为k，即零矢量分配因子，则0≤k≤1；将三相期望相电压U_a、U_b、U_c输入构建好的零矢量分配因子计算模块中，计算输出的零矢量分配因子k，具体为：

定义中间变量U_max和U_min：

计算中间变量T₀：

T₀＝2-U_max+U_min (3)

其中，T₀是一个与调制度正比例相关的变量，在最大线性调制度稳定运行时理论计算结果才会在特定相位情况下为0，过调制情况会出现0和负值；为避免出现分母为零的计算漏洞，对T₀进行限幅以保证其稳定：若T₀≤0.001，令k＝0.5；否则按(4)式计算零矢量分配因子k：

为获得最大电压利用率，需对k进行限幅：如果k<0，令k＝0；如果k>1，令k＝1。

更具体的，所述步骤S3具体为：

S31：根据零矢量分配因子计算共模量U_e，具体为：

U_e＝k(1-U_max)+(1-k)(-1-U_min) (5)

S32：根据共模量U_e计算三相调制信号，具体为：

其中，m_a、m_b、m_c表示三相调制信号。

更具体的，所述步骤S4具体为：

由三相调制信号与周期T_s的等腰三角形波比较生成最后的输出脉冲；

或：

通过开关周期T_s直接计算三相桥臂开关切换时间t_a、t_b、t_c：

在三相桥臂开关切换时间基础上，生成最后的对称输出脉冲。

在具体实施过程中，本发明相较于七段式SVPWM及其等效算法，在全线性调制度范围内有更低的电流谐波畸变率，降低电流谐波畸变率可以提高电能质量、减少***的电阻损耗；在最大线性调制度(m＝1)运行时处于七段式与五段式的混合使用模式，不仅降低电流谐波畸变率，而且降低开关次数，降低开关次数能有效降低开关损耗；相较于七段式SVPWM建立在两相静止坐标系下，本专利直接建立在d-q坐标系下，减少了坐标变换的计算量。

实施例3

更具体的，在实施例2的基础上，如图4所示，提供一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM***，包括坐标变换模块、零矢量分配计算模块、调制信号计算模块和脉冲生成模块；其中：

所述坐标变换模块为输入的电压矢量和电角度进行缩放计算和坐标变换处理，生成三相期望相电压；

在所述零矢量分配计算模块是基于电流纹波有效值预测模型；以电流纹波有效值最小为目标，计算得到零矢量分配因子；

所述调制信号计算模块用于根据零矢量分配因子，计算三相调制信号；

所述脉冲生成模块用于在三相调制信号基础上，生成最后的输出脉冲。

在具体实施过程中，通过构建由坐标变换模块、零矢量分配计算模块、调制信号计算模块和脉冲生成模块组成脉宽调制技术。为了在最大电压利用率的基础上降低电流THD、在高调制比运行时能够减少逆变器的开关次数，提供一种三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM***。

更具体的，在所述坐标变换模块中，输入为电机矢量控制策略下的d-q轴电流控制器输出的电压矢量U_d、U_q和编码器反馈的电角度θ；坐标变换模块将电压矢量U_d、U_q乘以调制系数

后利用后和电角度θ进行恒幅值变换，实现从两相旋转坐标到三相静止坐标系的坐标变换；最后在三相静止坐标系下计算三相期望相电压，并将结果传送至所述零矢量分配计算模块中。

更具体的，在所述零矢量分配计算模块中，将三相期望相电压U_a、U_b、U_c输入到模型中，计算输出的零矢量分配因子k，具体为：

计算中间变量U_max和U_min：

计算中间变量T₀：

T₀＝2-U_max+U_min

其中，T₀是一个与调制度正比例相关的变量，在最大线性调制度稳定运行时理论计算结果才会在特定相位情况下为0，过调制情况会出现0和负值；为避免出现分母为零的计算漏洞，对T₀进行限幅以保证其稳定：若T₀≤0.001，令k＝0.5；否则按下式计算零矢量分配因子k：

为获得最大电压利用率，需对k进行限幅：如果k<0，令k＝0；如果k>1，令k＝1；最后将计算结果传送至所述调制信号计算模块中。

更具体的，在所述调制信号计算模块中，首先根据根据零矢量分配因子计算共模量U_e，再计算三相调制信号，具体为：

U_e＝k(1-U_max)+(1-k)(-1-U_min)

其中，U_e表示共模量，m_a、m_b、m_c表示三相调制信号。

更具体的，在所述脉冲生成模块中，执行以下计算过程：

由三相调制信号与周期T_s的等腰三角形波比较生成最后的输出脉冲；

或：

通过开关周期T_s直接计算三相桥臂开关切换时间t_a、t_b、t_c：

最后在三相桥臂开关切换时间基础上，生成最后的对称输出脉冲。

在具体实施过程中，本发明在零矢量分配计算模块中计算出最优的零矢量分配因子，然后以此计算共模注入量和三相调制信号，最后由调制信号与等腰三角载波比较产生桥臂的控制脉冲。本技术用C语言编程，在MATLAB/simulink进行了仿真验证，并在TMS320F28377S芯片上进行实验验证。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (6)

1.三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：对调制给定量的电压矢量和电角度进行缩放计算和坐标变换处理，得到三相期望相电压；

S2：根据三相期望相电压计算零矢量分配因子；

S3：根据零矢量分配因子，计算三相调制信号；

S4：获取开关周期，在三相调制信号基础上，生成最后的输出脉冲；

所述步骤S1具体包括以下步骤：

S11：输入为电机矢量控制策略下的d-q轴电流控制器输出的电压U_d、U_q和编码器反馈的电角度θ；

S12：利用输入电压U_d、U_q和电角度θ，计算出三相期望相电压，具体为：

其中，U_a、U_b、U_c即表示三相期望相电压；

在所述步骤S2中，定义U₀₀₀矢量作用时间占零矢量作用总时间比例为k，即零矢量分配因子；将三相期望相电压U_a、U_b、U_c输入构建好的零矢量分配因子计算模块中，计算输出的k，具体为：

S21：计算中间变量U_max和U_min：

S22：计算中间变量T₀：

T₀＝2-U_max+U_min (3)

其中，T₀是一个与调制度正比例相关的变量，在最大线性调制度稳定运行时理论计算结果才会在特定相位情况下为0，过调制情况会出现0和负值；为避免出现分母为零的计算漏洞，对T₀进行限幅以保证其稳定；

S23：若T₀≤0.001，令k＝0.5并跳出此模块，否则执行下一步；

S24：计算零矢量分配因子k，具体为：

S25：如果k<0，令k＝0；如果k>1，令k＝1。

2.根据权利要求1所述的三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法，其特征在于，所述步骤S3具体为：

S31：根据零矢量分配因子计算共模量U_e，具体为：

U_e＝k(1-U_max)+(1-k)(-1-U_min) (5)

S32：根据共模量U_e计算三相调制信号，具体为：

其中，m_a、m_b、m_c即表示三相调制信号。

3.根据权利要求2所述的三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM方法，其特征在于，所述步骤S4具体为：

由三相调制信号与周期T_s的等腰三角形波比较生成最后的输出脉冲；

或：

通过开关周期T_s直接计算三相桥臂开关切换时间t_a、t_b、t_c：

在三相桥臂开关切换时间基础上，生成最后的对称脉冲。

4.三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM***，其特征在于，包括坐标变换模块、零矢量分配计算模块、调制信号计算模块和脉冲生成模块；其中：

所述坐标变换模块为输入的电压矢量和电角度进行缩放计算和坐标变换处理，生成三相期望相电压；

在所述零矢量分配计算模块是基于电流纹波有效值预测模型；以电流纹波有效值最小为目标，计算得到零矢量分配因子；

所述调制信号计算模块用于根据零矢量分配因子，计算三相调制信号；

所述脉冲生成模块用于在三相调制信号基础上，生成最后的输出脉冲；

其中，在所述坐标变换模块中，输入为电机矢量控制策略下的d-q轴电流控制器输出的电压U_d、U_q和编码器反馈的电角度θ；坐标变换模块将电压矢量U_d、U_q乘以调制系数

后利用后和电角度θ进行恒幅值变换，实现从两相旋转坐标到三相静止坐标系的坐标变换；最后在三相静止坐标系下计算三相期望相电压，并将结果传送至所述零矢量分配计算模块中；

在所述零矢量分配计算模块中，将三相期望相电压U_a、U_b、U_c输入到模型中，计算输出的零矢量分配因子k，具体为：

计算中间变量U_max和U_min：

计算中间变量T₀：

T₀＝2-U_max+U_min

其中，T₀是一个与调制度正比例相关的变量，在最大线性调制度稳定运行时理论计算结果才会在特定相位情况下为0，过调制情况会出现0和负值；为避免出现分母为零的计算漏洞，对T₀进行限幅以保证其稳定：若T₀≤0.001，令k＝0.5；否则按下式计算零矢量分配因子k：

为获得最大电压利用率，需对k进行限幅：如果k<0，令k＝0；如果k>1，令k＝1；最后将计算结果传送至所述调制信号计算模块中。

5.根据权利要求4所述的三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM***，其特征在于，在所述调制信号计算模块中，首先根据根据零矢量分配因子计算共模量U_e，再计算三相调制信号，具体为：

U_e＝k(1-U_max)+(1-k)(-1-U_min)

其中，U_e表示共模量，m_a、m_b、m_c表示三相调制信号。

6.根据权利要求5所述的三相两电平逆变器电流纹波最小有效值PWM***，其特征在于，在所述脉冲生成模块中，执行以下计算过程：

由三相调制信号与周期T_s的等腰三角形波比较，生成最后的输出脉冲；

或：

通过开关周期T_s直接计算三相桥臂开关切换时间t_a、t_b、t_c：

最后在三相桥臂开关切换时间基础上，生成最后的对称脉冲。

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