CN112039409A - 直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** - Google Patents
直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** Download PDFInfo
- Publication number
- CN112039409A CN112039409A CN202010967007.6A CN202010967007A CN112039409A CN 112039409 A CN112039409 A CN 112039409A CN 202010967007 A CN202010967007 A CN 202010967007A CN 112039409 A CN112039409 A CN 112039409A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- inverter
- voltage
- voltage vector
- value
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
- H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
- H02M1/0054—Transistor switching losses
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明公开了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和***,属于交流电机驱动与控制领域。本申请中一个逆变器的输出电压矢量中,轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量;相应地,在另一个逆变器输出电压矢量中,在轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量的基础上,***部分u7(111)或u0(111)矢量,实现了整个开绕组逆变器的输出零序电压为正,从而在保证电机正常调速运行的前提下,降低了每个开关周期内开关管的动作次数,减小逆变器的开关损耗,提高整个驱动***的运行效率;本申请对奇数扇区与偶数扇区中两个零电压矢量作用时间设置互补的分配方式,保证了同一相桥臂上下开关管轮流承受电压应力,因此整个逆变器的寿命得到了提升。
Description
技术领域
本发明属于交流电机驱动与控制领域,更具体地,涉及一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和***。
背景技术
直流偏置型正弦电流电机采用带直流偏置的正弦电流驱动电机运行,如图1所示。通过改变直流偏置电流的大小,可以灵活地改变电机内部的转子磁通,不仅可以拓宽调速范围,而且可以提高转矩密度,特别适合需要频繁调速的工作场合。
这种电机***的拓扑结构如图2所示。相比于传统三相电机,直流偏置型正弦电流电机将中性点打开,三相绕组的两端分别连接两个三相逆变器。为了提供直流偏置电流的通路,两个三相逆变器使用共直流母线的连接方式。这种逆变器结构具有电压利用率高、容错能力强等特点,在航空起动/发电、汽车涡轮增压、矿用机械等应用场合有着广阔的前景。
然而,这种驱动***结构相比传统三相电机***,开关管数量增加了一倍,使用传统控制策略时每个开关周期内的总开关次数为12次,开关损耗也不可避免地增大,影响整个***的运行效率。因此需要选用合适的控制策略,在保证电机输出带直流偏置的正弦电流的基础上,降低逆变器的开关频率,从而推动其实用化进程。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求,本发明提供了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和***,其目的在于在保证电机输出带直流偏置的正弦电流的基础上,降低逆变器的开关频率,提高整个***的运行效率。
为实现上述目的,按照本发明的一个方面,提供了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法,包括:
S1.根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector,和0轴电压给定值u0 *的正负,得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2;VSector={1,2,3,4,5,6};
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5},Tz1和Tz2为:
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6},Tz1和Tz2为:
其中,逆变器1和逆变器2共直流母线,分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端;udc表示直流母线电压;
S2.利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *,根据公式:
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1*、uβ1*和逆变器2的独立电压矢量给定值uα2*、uβ2*;
S3.根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi*、uβi*所在扇区VSectori和逆变器i的零电压矢量作用时间Tzi,按照平均值等效原则,分配每个扇区内逆变器i的相邻两个电压矢量的作用时间T1i,T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i;其中,i=1,2,VSectori={I,II,III,IV,V,VI};T0i、T7i的作用时间分别为:
其中,Ts表示开关周期;
S4.根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器i对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi,将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上,控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流,实现d、q、0轴电流的无差跟踪。
进一步地,三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *为:
其中,uα *、uβ *为两相静止坐标系下的电压矢量给定值。
进一步地,uα *、uβ *获取过程包括:
01.采集转子机械角度信号θr,根据n=9.55·dθr/dt计算得到电机转速反馈值n,根据θe=θr/np计算得到电机转子电角度θe,其中,np为电机直流偏置型正弦电流电机的极对数;
02.利用电机转子电角度信号θe,对三相电流信号ia、ib、ic,进行静止-旋转坐标变换,得到同步旋转坐标系下的d轴、q轴、0轴电流反馈值id、iq、i0;
03.调节电机转速给定值n*与电机转速反馈值n的差值,使得n始终跟随n*的变化而变化;
05.根据d轴电流给定值id *与d轴电流反馈值id的差值,得到d轴电压给定值ud *,通过调节ud *使得id始终跟随id *的变化而变化;根据q轴电流给定值iq *与q轴电流反馈值iq的差值,得到q轴电压给定值uq *,通过调节uq *,使得iq始终跟随iq *的变化而变化;根据0轴电流给定值i0 *与0轴电流反馈值i0的差值,得到0轴电压给定值u0 *,通过调节u0 *,使得i0始终跟随i0 *的变化而变化;
06.将d轴电压给定值ud *、q轴电压给定值uq *、转子位置电角度信号θe进行旋转-静止坐标变换,得到两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *。
进一步地,逆变器i中,不同扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i,T2i为:
进一步地,逆变器对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi为:
按照本发明的另一个方面提供了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制***,包括:零序电压作用时间给定模块、第一电压分配模块、第二电压分配模块、第一脉宽调制模块和第二脉宽调制模块;
所述零序电压作用时间给定模块,用于根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector,和0轴电压给定值u0 *的正负,得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2;VSector={1,2,3,4,5,6};
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5},Tz1和Tz2为:
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6},Tz1和Tz2为:
其中,逆变器1和逆变器2共直流母线,分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端;udc表示直流母线电压;
所述第一电压分配模块,用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *,根据公式:
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1*、uβ1*;
所述第二电压分配模块,用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *,根据公式:
得到逆变器2的独立电压矢量给定值uα2*、uβ2*;
所述第一脉宽调制模块、第二脉宽调制模块,用于根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi*、uβi*所在扇区VSectori和逆变器的零电压矢量作用时间Tzi,按照平均值等效原则,分配逆变器i对应的每个扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i,T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i,并根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi,将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上,控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流,实现d、q、0轴电流的无差跟踪;
其中,i=1,2,VSectori={I,II,III,IV,V,VI};T0i、T7i的作用时间分别为:
其中,Ts表示开关周期。
进一步地,逆变器i对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi为:
总体而言,通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比,能够取得下列有益效果。
(1)与现有控制策略相比,本申请中一个逆变器的输出电压矢量中,轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量;相应地,在另一个逆变器输出电压矢量中,在轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量的基础上,***部分u7(111)或u0(111)矢量,实现了整个开绕组逆变器的输出零序电压为正,从而在保证电机正常调速运行的前提下,降低了每个开关周期内开关管的动作次数,减小逆变器的开关损耗,提高整个驱动***的运行效率。
(2)本申请对奇数扇区与偶数扇区中两个零电压矢量作用时间设置互补的分配方式,保证了同一相桥臂上下开关管轮流承受电压应力,因此整个逆变器的寿命得到了提升。
附图说明
图1为开绕组直流偏置型正弦电流电机***正常运行时的相电流波形;
图2为开绕组直流偏置型正弦电流电机***拓扑结构图;
图3为按照本发明实现的控制策略原理框图;
图4(a)表示整个开绕组逆变器的合成电压矢量扇区分布,图4(b)表示逆变器1、逆变器2的独立电压矢量扇区分布。
图5(a)表示电压矢量给定值位于奇数扇区的情况,图5(b)表示电压矢量给定值位于偶数扇区时的开关序列。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白,以下结合附图及实施例,对本发明进行进一步详细说明。应当理解,此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明,并不用于限定本发明。此外,下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
为了实现本发明所述的控制方法,按照如图3所示的控制框图对直流偏置型正弦电流电机***进行控制,包括如下步骤:
(1)对电机位置传感器获得的转子机械角度信号θr进行转速反馈值与转子电角度的计算,得到电机转速反馈值n与电机转子电角度θe。所述电机转速反馈值计算过程表示为:n=9.55·dθr/dt。所述电机转子电角度计算过程表示为:θe=θr/np,其中,np为电机直流偏置型正弦电流电机的极对数。
(2)将所述电机转子电角度信号θe,三相电流霍尔传感器采样得到的三相电流信号ia、ib、ic,送入静止/旋转坐标变换模块,得到同步旋转坐标系下的d轴、q轴、0轴电流反馈值id、iq、i0,其变换过程如下所示:
(3)将电机转速给定值n*与电机转速反馈值n的差值送入电机转速调节器,所述电机转速调节器输出q轴电流给定值iq *。若n*与n的差值为正,则增大iq *直至差值为0;若n*与n的差值为负,则减小iq *直至差值为0。通过调节iq *,使得n始终跟随n*的变化而变化。
(5)将d轴电流给定值id *与d轴电流反馈值id的差值送入d轴电流调节器(2a),所述d轴电流调节器输出d轴电压给定值ud *。若id *与id的差值为正,则增大ud *直至差值为0;若id *与id的差值为负,则减小ud *直至差值为0。通过调节ud *,使得id始终跟随id *的变化而变化;
将q轴电流给定值iq *与q轴电流反馈值iq的差值送入q轴电流调节器(2b),所述q轴电流调节器输出q轴电压给定值uq *。若iq *与iq的差值为正,则增大uq *直至差值为0;若iq *与iq的差值为负,则减小uq *直至差值为0。通过调节uq *,使得iq始终跟随iq *的变化而变化;
将0轴电流给定值i0 *与0轴电流反馈值i0的差值送入0轴电流调节器(2c),所述0轴电流调节器输出0轴电压给定值u0 *。若i0 *与i0的差值为正,则增大u0 *直至差值为0;若i0 *与i0的差值为负,则减小u0 *直至差值为0。通过调节u0 *,使得i0始终跟随i0 *的变化而变化;
(6)将d轴电压给定值ud *、q轴电压给定值uq *、转子位置电角度信号θe送入旋转-静止坐标变换模块,得到两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *,其过程如下所示:
(7)将两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *送入零序电压作用时间给定模块,所述零序电压作用时间给定模块输出逆变器1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz1和Tz2,包括如下步骤:
判断由uα *、uβ *构成的合成电压矢量给定值所在扇区VSector,以及逆变器1、逆变器2各自的独立电压矢量给定值所在扇区VSector1、VSector2。如图4(a)所示,整个开绕组逆变器的合成电压矢量,在空间中可以分为6个扇区VSector={1,2,3,4,5,6}。如图4(b)所示,逆变器i的独立电压矢量给定值,在空间中也可以分为6个扇区VSectori={I,II,III,IV,V,VI}。
将两相静止坐标系下的电压矢量给定值按照如下方程变换,得到三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *:
该公式计算过程简单,计算结果准确。
进而通过表I判断ua *、ub *、uc *的正负关系,得到合成电压矢量给定值所在扇区VSector,以及逆变器1、逆变器2的独立电压矢量给定值所在扇区VSector1、VSector2。
表I.合成电压矢量及独立电压矢量的扇区判断原则
V<sub>Sector</sub> | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 |
V<sub>Sector1</sub> | I | II | III | IV | V | VI |
V<sub>Sector2</sub> | III | IV | V | VI | I | II |
u<sub>a</sub><sup>*</sup> | ≥0 | ≥0 | <0 | <0 | <0 | ≥0 |
u<sub>b</sub><sup>*</sup> | <0 | ≥0 | ≥0 | ≥0 | <0 | <0 |
u<sub>c</sub><sup>*</sup> | <0 | <0 | <0 | ≥0 | ≥0 | ≥0 |
根据合成电压矢量给定值所在扇区VSector与0轴电压给定值u0 *分别计算逆变器1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz1、Tz2,包括如下步骤:
若合成电压矢量给定值位于奇数扇区(VSector=1,3,5),根据u0 *的正负,输出Tz1和Tz2:
其中,Ts表示开关周期。若合成电压矢量给定值位于偶数扇区(VSector=2,4,6),根据u0 *的正负,输出Tz1和Tz2:
通过***零电压矢量的作用时间Tz1和Tz2,可以实现零序电压的灵活调节,进而实现零序电流的闭环控制,确保直流偏置型正弦电机的稳定运行。
(8)将两相静止坐标系下的合成电压矢量给定值uα *、uβ *分别送入第一电压分配模块、第二电压分配模块,所述第一电压分配模块输出逆变器1的电压矢量给定值uα1*、uβ1*,第二电压分配模块输出逆变器2的电压矢量给定值uα2*、uβ2*。其过程表示为:
通过上述运算,可以得到相位超前于uα*和uβ*的合成电压矢量30度,大小为合成电压矢量√3/3倍的逆变器1输出电压矢量给定值uα1*、uβ1*;相位超前于uα*和uβ*的合成电压矢量150度,大小为合成电压矢量√3/3倍的逆变器2输出电压矢量给定值uiα2*、uiβ2*,如图4(a)-图4(b)所示。进而避免PWM调制产生的3次电压谐波对电机运行产生的影响。
(9)将逆变器1的电压矢量给定值uα1*、uβ1*,逆变器1的独立电压矢量给定值所在扇区VSector1,以及逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1送入第一脉宽调制模块,将逆变器2的电压矢量给定值uα2*、uβ2*,逆变器2的独立电压矢量给定值所在扇区VSector2,以及逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2送入第二脉宽调制模块。所述第一、第二脉宽调制调制模块分别输出逆变器1对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA1、TB1、TC1,以及逆变器2对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA2、TB2、TC2,包括如下步骤:
按照平均值等效原则,分配逆变器i中每个扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i,T2i,以及(000)电压矢量的作用时间T0i、(111)电压矢量的作用时间T7i。其过程如表II所示。其中,Xi,Yi,Zi为中间变量,其定义如下式所示:
表II.不同扇区内各电压矢量作用时间的计算
V<sub>Sectori</sub> | I | II | III | IV | V | VI |
T<sub>1i</sub> | -Z<sub>i</sub> | Z<sub>i</sub> | X<sub>i</sub> | -X<sub>i</sub> | -Y<sub>i</sub> | Y<sub>i</sub> |
T<sub>2i</sub> | X<sub>i</sub> | Y<sub>i</sub> | -Y<sub>i</sub> | Z<sub>i</sub> | -Z<sub>i</sub> | -X<sub>i</sub> |
T<sub>0i</sub> | T<sub>zi</sub> | T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> | T<sub>zi</sub> | T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> | T<sub>zi</sub> | T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> |
T<sub>7i</sub> | T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> | T<sub>zi</sub> | T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> | T<sub>zi</sub> | T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> | T<sub>zi</sub> |
在同一扇区内,两个非零电压矢量与两个零电压矢量的作用时间之和均等于Ts。在电机运行过程中,逆变器i对应的VSectori在{I~VI}之间连续切换,根据表II得到的(000)电压矢量的作用时间T0i与(111)电压矢量的作用时间T7i,在扇区切换过程中,奇数扇区与偶数扇区中两个零电压矢量作用时间均呈现互补的变换关系。这种变换关系保证了同一相桥臂上下开关管分摊互补的电压应力,因此整个逆变器的寿命得到了提升。
根据表III,最终得到逆变器1对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA1、TB1、TC1;以及逆变器2对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA2、TB2、TC2。变流器产生正比于PWM信号作用时间的输出电压,作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上,控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流,实现d、q、0轴电流的无差跟踪。
表III.逆变器1、逆变器2的PWM信号作用时间计算
V<sub>Sectori</sub> | I | II | III | IV | V | VI |
T<sub>Ai</sub> | T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>7i</sub> | T<sub>7i</sub> | T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> |
T<sub>Bi</sub> | T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>7i</sub> | T<sub>7i</sub> |
T<sub>Ci</sub> | T<sub>7i</sub> | T<sub>7i</sub> | T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> | T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> |
图5(a)表示电压矢量给定值位于奇数扇区(VSector=1,3,5)的情况。定义逆变器1、逆变器2输出的八种基本电压矢量分别为:u0(000),u1(100),u2(110),u3(010),u4(011),u5(001),u6(101),u7(111)。其中两个零电压矢量分别为u0(000)和u7(111),其余六个为非零电压矢量。图中逆变器1电压矢量作用的先后顺序为:u1-u2-u7-u7-u2-u1。逆变器2电压矢量作用的先后顺序为:u0-u5-u6-u7-u7-u6-u5-u0。逆变器1的输出电压矢量中,零电压矢量中只有u7(111),没有使用到u0(000)。而逆变器2引入了部分u0矢量,使得整个开绕组逆变器的输出零序电压为正。每个开关周期内,开关管动作次数为10次,相比传统控制策略减少了2次。
图5(b)表示电压矢量给定值位于偶数扇区(VSector=2,4,6)的情况。图中逆变器1电压矢量作用的先后顺序为:u0-u3-u2-u7-u7-u2-u3-u0。逆变器2电压矢量作用的先后顺序为:u0-u1-u6-u6-u1-u0。逆变器2的输出电压矢量中,零电压矢量中只有u0(000),没有使用到u7(111)。而逆变器1引入了部分u7(111)矢量,使得整个开绕组逆变器的输出零序电压为正。同样在每个开关周期内,开关管动作次数为10次,相比传统控制策略减少了2次。
由于奇数扇区与偶数扇区采用互补的零电压矢量分配方式,使得同一相桥臂上下开关管承受的电压应力对称。不会因为改变零电压矢量的分配方式影响逆变器开关管的寿命。
本领域的技术人员容易理解,以上所述仅为本发明的较佳实施例而已,并不用以限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法,其特征在于,包括:
S1.根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector,和0轴电压给定值u0 *的正负,得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2;VSector={1,2,3,4,5,6};
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5},Tz1和Tz2为:
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6},Tz1和Tz2为:
其中,逆变器1和逆变器2共直流母线,分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端;udc表示直流母线电压;
S2.利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *,根据公式:
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1 *、uβ1 *和逆变器2的独立电压矢量给定值uα2 *、uβ2 *;
S3.根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi *、uβi *所在扇区VSectori和逆变器i的零电压矢量作用时间Tzi,按照平均值等效原则,分配每个扇区内逆变器i的相邻两个电压矢量的作用时间T1i,T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i;其中,i=1,2,VSectori={I,II,III,IV,V,VI};T0i、T7i的作用时间分别为:
其中,Ts表示开关周期;
S4.根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器i对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi,将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上,控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流,实现d、q、0轴电流的无差跟踪。
3.根据权利要求1或2所述的一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法,其特征在于,uα *、uβ *获取过程包括:
01.采集转子机械角度信号θr,根据n=9.55·dθr/dt计算得到电机转速反馈值n,根据θe=θr/np计算得到电机转子电角度θe,其中,np为电机直流偏置型正弦电流电机的极对数;
02.利用电机转子电角度信号θe,对三相电流信号ia、ib、ic,进行静止-旋转坐标变换,得到同步旋转坐标系下的d轴、q轴、0轴电流反馈值id、iq、i0;
03.调节电机转速给定值n*与电机转速反馈值n的差值,使得n始终跟随n*的变化而变化;
05.根据d轴电流给定值id *与d轴电流反馈值id的差值,得到d轴电压给定值ud *,通过调节ud *使得id始终跟随id *的变化而变化;根据q轴电流给定值iq *与q轴电流反馈值iq的差值,得到q轴电压给定值uq *,通过调节uq *,使得iq始终跟随iq *的变化而变化;根据0轴电流给定值i0 *与0轴电流反馈值i0的差值,得到0轴电压给定值u0 *,通过调节u0 *,使得i0始终跟随i0 *的变化而变化;
06.将d轴电压给定值ud *、q轴电压给定值uq *、转子位置电角度信号θe进行旋转-静止坐标变换,得到两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *。
6.一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制***,其特征在于,包括:零序电压作用时间给定模块、第一电压分配模块、第二电压分配模块、第一脉宽调制模块和第二脉宽调制模块;
所述零序电压作用时间给定模块,用于根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector,和0轴电压给定值u0 *的正负,得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2;VSector={1,2,3,4,5,6};
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5},Tz1和Tz2为:
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6},Tz1和Tz2为:
其中,逆变器1和逆变器2共直流母线,分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端;udc表示直流母线电压;
所述第一电压分配模块,用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *,根据公式:
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1 *、uβ1 *;
所述第二电压分配模块,用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *,根据公式:
得到逆变器2的独立电压矢量给定值uα2 *、uβ2 *;
所述第一脉宽调制模块、第二脉宽调制模块,用于根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi *、uβi *所在扇区VSectori和逆变器的零电压矢量作用时间Tzi,按照平均值等效原则,分配逆变器i对应的每个扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i,T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i,并根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi,将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上,控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流,实现d、q、0轴电流的无差跟踪;
其中,i=1,2,VSectori={I,II,III,IV,V,VI};T0i、T7i的作用时间分别为:
其中,Ts表示开关周期。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202010967007.6A CN112039409B (zh) | 2020-09-15 | 2020-09-15 | 直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202010967007.6A CN112039409B (zh) | 2020-09-15 | 2020-09-15 | 直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN112039409A true CN112039409A (zh) | 2020-12-04 |
CN112039409B CN112039409B (zh) | 2022-03-15 |
Family
ID=73589942
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202010967007.6A Active CN112039409B (zh) | 2020-09-15 | 2020-09-15 | 直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN112039409B (zh) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN112696795A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-04-23 | 青岛海信日立空调***有限公司 | 一种空调器和控制方法 |
CN112701952A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-04-23 | 广东工业大学 | 三相两电平逆变器电流纹波最小有效值pwm方法及*** |
CN117526797A (zh) * | 2023-10-23 | 2024-02-06 | 合肥工业大学 | 开绕组电机***低开关频率交替箝位控制方法和*** |
CN117650731A (zh) * | 2023-11-17 | 2024-03-05 | 浙江大学 | 一种新型远状态脉宽调制方法及*** |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104242775A (zh) * | 2014-10-22 | 2014-12-24 | 哈尔滨工业大学 | 双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机***零序电流抑制方法 |
JP2017169251A (ja) * | 2016-03-14 | 2017-09-21 | 株式会社明電舎 | オープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置 |
CN107196573A (zh) * | 2017-06-07 | 2017-09-22 | 东南大学 | 基于五相开绕组ftfscw‑ipm电机驱动***的零序电流抑制方法 |
CN108199634A (zh) * | 2018-01-08 | 2018-06-22 | 哈尔滨工业大学 | 一种相电流重构技术的直流偏置误差抑制方法 |
CN110022103A (zh) * | 2019-03-07 | 2019-07-16 | 华中科技大学 | 一种直流偏置正弦电流电机的直接转矩控制装置和方法 |
CN110350836A (zh) * | 2019-06-28 | 2019-10-18 | 浙江大学 | 共直流母线型开绕组永磁同步电机***的改进直接转矩控制方法 |
CN111464082A (zh) * | 2019-06-03 | 2020-07-28 | 沈阳工业大学 | 兼备低开关损耗和共模干扰的六相电机svpwm控制方法 |
-
2020
- 2020-09-15 CN CN202010967007.6A patent/CN112039409B/zh active Active
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104242775A (zh) * | 2014-10-22 | 2014-12-24 | 哈尔滨工业大学 | 双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机***零序电流抑制方法 |
JP2017169251A (ja) * | 2016-03-14 | 2017-09-21 | 株式会社明電舎 | オープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置 |
CN107196573A (zh) * | 2017-06-07 | 2017-09-22 | 东南大学 | 基于五相开绕组ftfscw‑ipm电机驱动***的零序电流抑制方法 |
CN108199634A (zh) * | 2018-01-08 | 2018-06-22 | 哈尔滨工业大学 | 一种相电流重构技术的直流偏置误差抑制方法 |
CN110022103A (zh) * | 2019-03-07 | 2019-07-16 | 华中科技大学 | 一种直流偏置正弦电流电机的直接转矩控制装置和方法 |
CN111464082A (zh) * | 2019-06-03 | 2020-07-28 | 沈阳工业大学 | 兼备低开关损耗和共模干扰的六相电机svpwm控制方法 |
CN110350836A (zh) * | 2019-06-28 | 2019-10-18 | 浙江大学 | 共直流母线型开绕组永磁同步电机***的改进直接转矩控制方法 |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
HENG NIAN ET AL.: "A Sensorless Drive Strategy for Open-End Winding PMSM With Common DC Voltage Based on Lower Switching Frequency", 《IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION》 * |
年珩 等: "共直流母线开绕组永磁同步电机的弱磁控制策略", 《中国电机工程学报》 * |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN112696795A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-04-23 | 青岛海信日立空调***有限公司 | 一种空调器和控制方法 |
CN112701952A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-04-23 | 广东工业大学 | 三相两电平逆变器电流纹波最小有效值pwm方法及*** |
CN112701952B (zh) * | 2020-12-28 | 2021-12-24 | 广东工业大学 | 三相两电平逆变器电流纹波最小有效值pwm方法及*** |
CN112696795B (zh) * | 2020-12-28 | 2024-01-23 | 青岛海信日立空调***有限公司 | 一种空调器和控制方法 |
CN117526797A (zh) * | 2023-10-23 | 2024-02-06 | 合肥工业大学 | 开绕组电机***低开关频率交替箝位控制方法和*** |
CN117650731A (zh) * | 2023-11-17 | 2024-03-05 | 浙江大学 | 一种新型远状态脉宽调制方法及*** |
CN117650731B (zh) * | 2023-11-17 | 2024-07-12 | 浙江大学 | 一种新型远状态脉宽调制方法及*** |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN112039409B (zh) | 2022-03-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN112039409B (zh) | 直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** | |
CN102195550B (zh) | 优化多相设备中第三次谐波电流引入的方法、***和装置 | |
CN110829939B (zh) | 一种降低电励磁双凸极电机转矩脉动的控制方法 | |
CN107623479B (zh) | 一种电机容错故障控制方法及装置 | |
CN108574442B (zh) | 一种六相电机直接转矩控制***及其控制方法 | |
CN109194218B (zh) | 直流偏置型混合励磁电机的控制装置、控制方法及*** | |
CN103441726A (zh) | 基于比例谐振调节器的双三相永磁电机矢量控制方法 | |
CN111509960B (zh) | 基于电压空间矢量数学模型的三相变流器容错控制方法 | |
CN115528962A (zh) | 一种用于双三相永磁电机的容错预测控制***及方法 | |
CN104539220A (zh) | 一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法 | |
CN110620539B (zh) | 一种开绕组电机变母线电压工况下直接转矩控制优化方法 | |
CN111262491B (zh) | 一种适用于永磁电机***的增量式直接预测速度控制方法 | |
CN205051611U (zh) | 抑制开关磁阻电机转矩脉动的电机驱动*** | |
CN108390604A (zh) | 五桥臂两永磁电机***零电压矢量优化调制装置和方法 | |
CN113890445A (zh) | 两相组交流永磁电机三电平变流***优化调制方法 | |
CN101854065B (zh) | 一种级联型升压斩波电路的控制方法 | |
CN112260605B (zh) | 五相永磁同步电机缺一相故障直接转矩控制方法 | |
CN105958853B (zh) | 一种永磁风力发电***的pwm并网逆变器控制方法 | |
CN113992095B (zh) | 一种低复杂度的双三相永磁同步发电机pmsg模型预测直接功率控制方法 | |
CN116404926A (zh) | 一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法与装置 | |
CN115276501A (zh) | 一种永磁同步电机无差拍预测电流控制方法 | |
CN115001356A (zh) | 一种用于单相开路故障的双三相电机控制***及其方法 | |
CN109861562B (zh) | 基于积分抗饱和的两电平pwm整流器容错控制方法 | |
Xu et al. | Review of low carrier ratio converter system | |
CN111541409A (zh) | 基于调制函数的五相永磁同步电机单相开路故障svpwm控制方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |