CN112039409A - 直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** - Google Patents

直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和*** Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和***，属于交流电机驱动与控制领域。本申请中一个逆变器的输出电压矢量中，轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量；相应地，在另一个逆变器输出电压矢量中，在轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量的基础上，***部分u7(111)或u0(111)矢量，实现了整个开绕组逆变器的输出零序电压为正，从而在保证电机正常调速运行的前提下，降低了每个开关周期内开关管的动作次数，减小逆变器的开关损耗，提高整个驱动***的运行效率；本申请对奇数扇区与偶数扇区中两个零电压矢量作用时间设置互补的分配方式，保证了同一相桥臂上下开关管轮流承受电压应力，因此整个逆变器的寿命得到了提升。

Description

直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和***
技术领域
本发明属于交流电机驱动与控制领域，更具体地，涉及一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和***。
背景技术
直流偏置型正弦电流电机采用带直流偏置的正弦电流驱动电机运行，如图1所示。通过改变直流偏置电流的大小，可以灵活地改变电机内部的转子磁通，不仅可以拓宽调速范围，而且可以提高转矩密度，特别适合需要频繁调速的工作场合。
这种电机***的拓扑结构如图2所示。相比于传统三相电机，直流偏置型正弦电流电机将中性点打开，三相绕组的两端分别连接两个三相逆变器。为了提供直流偏置电流的通路，两个三相逆变器使用共直流母线的连接方式。这种逆变器结构具有电压利用率高、容错能力强等特点，在航空起动/发电、汽车涡轮增压、矿用机械等应用场合有着广阔的前景。
然而，这种驱动***结构相比传统三相电机***，开关管数量增加了一倍，使用传统控制策略时每个开关周期内的总开关次数为12次，开关损耗也不可避免地增大，影响整个***的运行效率。因此需要选用合适的控制策略，在保证电机输出带直流偏置的正弦电流的基础上，降低逆变器的开关频率，从而推动其实用化进程。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法和***，其目的在于在保证电机输出带直流偏置的正弦电流的基础上，降低逆变器的开关频率，提高整个***的运行效率。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法，包括：
S1.根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector，和0轴电压给定值u0 *的正负，得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2；VSector＝{1,2,3,4,5,6}；
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5}，Tz1和Tz2为：
Figure BDA0002682712790000021
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6}，Tz1和Tz2为：
Figure BDA0002682712790000022
其中，逆变器1和逆变器2共直流母线，分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端；udc表示直流母线电压；
S2.利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *，根据公式：
Figure BDA0002682712790000023
Figure BDA0002682712790000024
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1*、uβ1*和逆变器2的独立电压矢量给定值uα2*、uβ2*；
S3.根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi*、uβi*所在扇区VSectori和逆变器i的零电压矢量作用时间Tzi，按照平均值等效原则，分配每个扇区内逆变器i的相邻两个电压矢量的作用时间T1i，T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i；其中，i＝1,2，VSectori＝{I,II,III,IV,V,VI}；T0i、T7i的作用时间分别为：
Figure BDA0002682712790000031
Figure BDA0002682712790000032
其中，Ts表示开关周期；
S4.根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器i对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi，将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上，控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流，实现d、q、0轴电流的无差跟踪。
进一步地，三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *为：
Figure BDA0002682712790000033
其中，uα *、uβ *为两相静止坐标系下的电压矢量给定值。
进一步地，uα *、uβ *获取过程包括：
01.采集转子机械角度信号θr，根据n＝9.55·dθr/dt计算得到电机转速反馈值n，根据θe＝θr/np计算得到电机转子电角度θe，其中，np为电机直流偏置型正弦电流电机的极对数；
02.利用电机转子电角度信号θe，对三相电流信号ia、ib、ic，进行静止-旋转坐标变换，得到同步旋转坐标系下的d轴、q轴、0轴电流反馈值id、iq、i0；
03.调节电机转速给定值n*与电机转速反馈值n的差值，使得n始终跟随n*的变化而变化；
04.对q轴电流给定值iq *进行乘法运算，得到0轴电流给定值
Figure BDA0002682712790000041
令d轴电流给定值id *＝0；
05.根据d轴电流给定值id *与d轴电流反馈值id的差值，得到d轴电压给定值ud *，通过调节ud *使得id始终跟随id *的变化而变化；根据q轴电流给定值iq *与q轴电流反馈值iq的差值，得到q轴电压给定值uq *，通过调节uq *，使得iq始终跟随iq *的变化而变化；根据0轴电流给定值i0 *与0轴电流反馈值i0的差值，得到0轴电压给定值u0 *，通过调节u0 *，使得i0始终跟随i0 *的变化而变化；
06.将d轴电压给定值ud *、q轴电压给定值uq *、转子位置电角度信号θe进行旋转-静止坐标变换，得到两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *。
进一步地，逆变器i中，不同扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i，T2i为：
Figure BDA0002682712790000042
进一步地，逆变器对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi为：
Figure BDA0002682712790000043
Figure BDA0002682712790000051
Figure BDA0002682712790000052
按照本发明的另一个方面提供了一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制***，包括：零序电压作用时间给定模块、第一电压分配模块、第二电压分配模块、第一脉宽调制模块和第二脉宽调制模块；
所述零序电压作用时间给定模块，用于根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector，和0轴电压给定值u0 *的正负，得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2；VSector＝{1,2,3,4,5,6}；
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5}，Tz1和Tz2为：
Figure BDA0002682712790000053
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6}，Tz1和Tz2为：
Figure BDA0002682712790000054
其中，逆变器1和逆变器2共直流母线，分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端；udc表示直流母线电压；
所述第一电压分配模块，用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *，根据公式：
Figure BDA0002682712790000061
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1*、uβ1*；
所述第二电压分配模块，用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *，根据公式：
Figure BDA0002682712790000062
得到逆变器2的独立电压矢量给定值uα2*、uβ2*；
所述第一脉宽调制模块、第二脉宽调制模块，用于根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi*、uβi*所在扇区VSectori和逆变器的零电压矢量作用时间Tzi，按照平均值等效原则，分配逆变器i对应的每个扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i，T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i，并根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi，将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上，控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流，实现d、q、0轴电流的无差跟踪；
其中，i＝1,2，VSectori＝{I,II,III,IV,V,VI}；T0i、T7i的作用时间分别为：
Figure BDA0002682712790000063
Figure BDA0002682712790000064
其中，Ts表示开关周期。
进一步地，逆变器i对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi为：
Figure BDA0002682712790000071
Figure BDA0002682712790000072
Figure BDA0002682712790000073
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果。
(1)与现有控制策略相比，本申请中一个逆变器的输出电压矢量中，轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量；相应地，在另一个逆变器输出电压矢量中，在轮流采用u0(000)或u7(111)其中一种零电压矢量的基础上，***部分u7(111)或u0(111)矢量，实现了整个开绕组逆变器的输出零序电压为正，从而在保证电机正常调速运行的前提下，降低了每个开关周期内开关管的动作次数，减小逆变器的开关损耗，提高整个驱动***的运行效率。
(2)本申请对奇数扇区与偶数扇区中两个零电压矢量作用时间设置互补的分配方式，保证了同一相桥臂上下开关管轮流承受电压应力，因此整个逆变器的寿命得到了提升。
附图说明
图1为开绕组直流偏置型正弦电流电机***正常运行时的相电流波形；
图2为开绕组直流偏置型正弦电流电机***拓扑结构图；
图3为按照本发明实现的控制策略原理框图；
图4(a)表示整个开绕组逆变器的合成电压矢量扇区分布，图4(b)表示逆变器1、逆变器2的独立电压矢量扇区分布。
图5(a)表示电压矢量给定值位于奇数扇区的情况，图5(b)表示电压矢量给定值位于偶数扇区时的开关序列。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
为了实现本发明所述的控制方法，按照如图3所示的控制框图对直流偏置型正弦电流电机***进行控制，包括如下步骤：
(1)对电机位置传感器获得的转子机械角度信号θr进行转速反馈值与转子电角度的计算，得到电机转速反馈值n与电机转子电角度θe。所述电机转速反馈值计算过程表示为：n＝9.55·dθr/dt。所述电机转子电角度计算过程表示为：θe＝θr/np，其中，np为电机直流偏置型正弦电流电机的极对数。
(2)将所述电机转子电角度信号θe，三相电流霍尔传感器采样得到的三相电流信号ia、ib、ic，送入静止/旋转坐标变换模块，得到同步旋转坐标系下的d轴、q轴、0轴电流反馈值id、iq、i0，其变换过程如下所示：
Figure BDA0002682712790000081
(3)将电机转速给定值n*与电机转速反馈值n的差值送入电机转速调节器，所述电机转速调节器输出q轴电流给定值iq *。若n*与n的差值为正，则增大iq *直至差值为0；若n*与n的差值为负，则减小iq *直至差值为0。通过调节iq *，使得n始终跟随n*的变化而变化。
(4)对q轴电流给定值iq *进行乘法运算，得到0轴电流给定值
Figure BDA0002682712790000091
d轴电流给定值id *＝0。
(5)将d轴电流给定值id *与d轴电流反馈值id的差值送入d轴电流调节器(2a)，所述d轴电流调节器输出d轴电压给定值ud *。若id *与id的差值为正，则增大ud *直至差值为0；若id *与id的差值为负，则减小ud *直至差值为0。通过调节ud *，使得id始终跟随id *的变化而变化；
将q轴电流给定值iq *与q轴电流反馈值iq的差值送入q轴电流调节器(2b)，所述q轴电流调节器输出q轴电压给定值uq *。若iq *与iq的差值为正，则增大uq *直至差值为0；若iq *与iq的差值为负，则减小uq *直至差值为0。通过调节uq *，使得iq始终跟随iq *的变化而变化；
将0轴电流给定值i0 *与0轴电流反馈值i0的差值送入0轴电流调节器(2c)，所述0轴电流调节器输出0轴电压给定值u0 *。若i0 *与i0的差值为正，则增大u0 *直至差值为0；若i0 *与i0的差值为负，则减小u0 *直至差值为0。通过调节u0 *，使得i0始终跟随i0 *的变化而变化；
(6)将d轴电压给定值ud *、q轴电压给定值uq *、转子位置电角度信号θe送入旋转-静止坐标变换模块，得到两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *，其过程如下所示：
Figure BDA0002682712790000092
(7)将两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *送入零序电压作用时间给定模块，所述零序电压作用时间给定模块输出逆变器1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz1和Tz2，包括如下步骤：
判断由uα *、uβ *构成的合成电压矢量给定值所在扇区VSector，以及逆变器1、逆变器2各自的独立电压矢量给定值所在扇区VSector1、VSector2。如图4(a)所示，整个开绕组逆变器的合成电压矢量，在空间中可以分为6个扇区VSector＝{1,2,3,4,5,6}。如图4(b)所示，逆变器i的独立电压矢量给定值，在空间中也可以分为6个扇区VSectori＝{I,II,III,IV,V,VI}。
将两相静止坐标系下的电压矢量给定值按照如下方程变换，得到三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *：
Figure BDA0002682712790000101
该公式计算过程简单，计算结果准确。
进而通过表I判断ua *、ub *、uc *的正负关系，得到合成电压矢量给定值所在扇区VSector，以及逆变器1、逆变器2的独立电压矢量给定值所在扇区VSector1、VSector2。
表I.合成电压矢量及独立电压矢量的扇区判断原则
V<sub>Sector</sub> 1 2 3 4 5 6
V<sub>Sector1</sub> I II III IV V VI
V<sub>Sector2</sub> III IV V VI I II
u<sub>a</sub><sup>*</sup> ≥0 ≥0 <0 <0 <0 ≥0
u<sub>b</sub><sup>*</sup> <0 ≥0 ≥0 ≥0 <0 <0
u<sub>c</sub><sup>*</sup> <0 <0 <0 ≥0 ≥0 ≥0
根据合成电压矢量给定值所在扇区VSector与0轴电压给定值u0 *分别计算逆变器1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz1、Tz2，包括如下步骤：
若合成电压矢量给定值位于奇数扇区(VSector＝1,3,5)，根据u0 *的正负，输出Tz1和Tz2：
Figure BDA0002682712790000102
其中，Ts表示开关周期。若合成电压矢量给定值位于偶数扇区(VSector＝2,4,6)，根据u0 *的正负，输出Tz1和Tz2：
Figure BDA0002682712790000111
通过***零电压矢量的作用时间Tz1和Tz2，可以实现零序电压的灵活调节，进而实现零序电流的闭环控制，确保直流偏置型正弦电机的稳定运行。
(8)将两相静止坐标系下的合成电压矢量给定值uα *、uβ *分别送入第一电压分配模块、第二电压分配模块，所述第一电压分配模块输出逆变器1的电压矢量给定值uα1*、uβ1*，第二电压分配模块输出逆变器2的电压矢量给定值uα2*、uβ2*。其过程表示为：
Figure BDA0002682712790000112
Figure BDA0002682712790000113
通过上述运算，可以得到相位超前于uα*和uβ*的合成电压矢量30度，大小为合成电压矢量√3/3倍的逆变器1输出电压矢量给定值uα1*、uβ1*；相位超前于uα*和uβ*的合成电压矢量150度，大小为合成电压矢量√3/3倍的逆变器2输出电压矢量给定值uiα2*、uiβ2*，如图4(a)-图4(b)所示。进而避免PWM调制产生的3次电压谐波对电机运行产生的影响。
(9)将逆变器1的电压矢量给定值uα1*、uβ1*，逆变器1的独立电压矢量给定值所在扇区VSector1，以及逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1送入第一脉宽调制模块，将逆变器2的电压矢量给定值uα2*、uβ2*，逆变器2的独立电压矢量给定值所在扇区VSector2，以及逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2送入第二脉宽调制模块。所述第一、第二脉宽调制调制模块分别输出逆变器1对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA1、TB1、TC1，以及逆变器2对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA2、TB2、TC2，包括如下步骤：
按照平均值等效原则，分配逆变器i中每个扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i，T2i，以及(000)电压矢量的作用时间T0i、(111)电压矢量的作用时间T7i。其过程如表II所示。其中，Xi,Yi,Zi为中间变量，其定义如下式所示：
Figure BDA0002682712790000121
表II.不同扇区内各电压矢量作用时间的计算
V<sub>Sectori</sub> I II III IV V VI
T<sub>1i</sub> -Z<sub>i</sub> Z<sub>i</sub> X<sub>i</sub> -X<sub>i</sub> -Y<sub>i</sub> Y<sub>i</sub>
T<sub>2i</sub> X<sub>i</sub> Y<sub>i</sub> -Y<sub>i</sub> Z<sub>i</sub> -Z<sub>i</sub> -X<sub>i</sub>
T<sub>0i</sub> T<sub>zi</sub> T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> T<sub>zi</sub> T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> T<sub>zi</sub> T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub>
T<sub>7i</sub> T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> T<sub>zi</sub> T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> T<sub>zi</sub> T<sub>s</sub>-T<sub>1i</sub>-T<sub>2i</sub>-T<sub>zi</sub> T<sub>zi</sub>
在同一扇区内，两个非零电压矢量与两个零电压矢量的作用时间之和均等于Ts。在电机运行过程中，逆变器i对应的VSectori在{I～VI}之间连续切换，根据表II得到的(000)电压矢量的作用时间T0i与(111)电压矢量的作用时间T7i，在扇区切换过程中，奇数扇区与偶数扇区中两个零电压矢量作用时间均呈现互补的变换关系。这种变换关系保证了同一相桥臂上下开关管分摊互补的电压应力，因此整个逆变器的寿命得到了提升。
根据表III，最终得到逆变器1对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA1、TB1、TC1；以及逆变器2对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TA2、TB2、TC2。变流器产生正比于PWM信号作用时间的输出电压，作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上，控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流，实现d、q、0轴电流的无差跟踪。
表III.逆变器1、逆变器2的PWM信号作用时间计算
V<sub>Sectori</sub> I II III IV V VI
T<sub>Ai</sub> T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>7i</sub> T<sub>7i</sub> T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub>
T<sub>Bi</sub> T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>7i</sub> T<sub>7i</sub>
T<sub>Ci</sub> T<sub>7i</sub> T<sub>7i</sub> T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>1i</sub>+T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub> T<sub>2i</sub>+T<sub>7i</sub>
图5(a)表示电压矢量给定值位于奇数扇区(VSector＝1,3,5)的情况。定义逆变器1、逆变器2输出的八种基本电压矢量分别为：u0(000)，u1(100)，u2(110)，u3(010)，u4(011)，u5(001)，u6(101)，u7(111)。其中两个零电压矢量分别为u0(000)和u7(111)，其余六个为非零电压矢量。图中逆变器1电压矢量作用的先后顺序为：u1-u2-u7-u7-u2-u1。逆变器2电压矢量作用的先后顺序为：u0-u5-u6-u7-u7-u6-u5-u0。逆变器1的输出电压矢量中，零电压矢量中只有u7(111)，没有使用到u0(000)。而逆变器2引入了部分u0矢量，使得整个开绕组逆变器的输出零序电压为正。每个开关周期内，开关管动作次数为10次，相比传统控制策略减少了2次。
图5(b)表示电压矢量给定值位于偶数扇区(VSector＝2,4,6)的情况。图中逆变器1电压矢量作用的先后顺序为：u0-u3-u2-u7-u7-u2-u3-u0。逆变器2电压矢量作用的先后顺序为：u0-u1-u6-u6-u1-u0。逆变器2的输出电压矢量中，零电压矢量中只有u0(000)，没有使用到u7(111)。而逆变器1引入了部分u7(111)矢量，使得整个开绕组逆变器的输出零序电压为正。同样在每个开关周期内，开关管动作次数为10次，相比传统控制策略减少了2次。
由于奇数扇区与偶数扇区采用互补的零电压矢量分配方式，使得同一相桥臂上下开关管承受的电压应力对称。不会因为改变零电压矢量的分配方式影响逆变器开关管的寿命。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法，其特征在于，包括：
S1.根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector，和0轴电压给定值u0 *的正负，得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2；VSector＝{1,2,3,4,5,6}；
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5}，Tz1和Tz2为：
Figure FDA0002682712780000011
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6}，Tz1和Tz2为：
Figure FDA0002682712780000012
其中，逆变器1和逆变器2共直流母线，分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端；udc表示直流母线电压；
S2.利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *，根据公式：
Figure FDA0002682712780000013
Figure FDA0002682712780000014
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1 *、uβ1 *和逆变器2的独立电压矢量给定值uα2 *、uβ2 *；
S3.根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi *、uβi *所在扇区VSectori和逆变器i的零电压矢量作用时间Tzi，按照平均值等效原则，分配每个扇区内逆变器i的相邻两个电压矢量的作用时间T1i，T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i；其中，i＝1,2，VSectori＝{I,II,III,IV,V,VI}；T0i、T7i的作用时间分别为：
Figure FDA0002682712780000021
Figure FDA0002682712780000022
其中，Ts表示开关周期；
S4.根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器i对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi，将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上，控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流，实现d、q、0轴电流的无差跟踪。
2.根据权利要求1所述的一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法，其特征在于，三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *为：
Figure FDA0002682712780000023
其中，uα *、uβ *为两相静止坐标系下的电压矢量给定值。
3.根据权利要求1或2所述的一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法，其特征在于，uα *、uβ *获取过程包括：
01.采集转子机械角度信号θr，根据n＝9.55·dθr/dt计算得到电机转速反馈值n，根据θe＝θr/np计算得到电机转子电角度θe，其中，np为电机直流偏置型正弦电流电机的极对数；
02.利用电机转子电角度信号θe，对三相电流信号ia、ib、ic，进行静止-旋转坐标变换，得到同步旋转坐标系下的d轴、q轴、0轴电流反馈值id、iq、i0；
03.调节电机转速给定值n*与电机转速反馈值n的差值，使得n始终跟随n*的变化而变化；
04.对q轴电流给定值iq *进行乘法运算，得到0轴电流给定值
Figure FDA0002682712780000031
令d轴电流给定值id *＝0；
05.根据d轴电流给定值id *与d轴电流反馈值id的差值，得到d轴电压给定值ud *，通过调节ud *使得id始终跟随id *的变化而变化；根据q轴电流给定值iq *与q轴电流反馈值iq的差值，得到q轴电压给定值uq *，通过调节uq *，使得iq始终跟随iq *的变化而变化；根据0轴电流给定值i0 *与0轴电流反馈值i0的差值，得到0轴电压给定值u0 *，通过调节u0 *，使得i0始终跟随i0 *的变化而变化；
06.将d轴电压给定值ud *、q轴电压给定值uq *、转子位置电角度信号θe进行旋转-静止坐标变换，得到两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *。
4.根据权利要求1所述的一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法，其特征在于，逆变器i中，不同扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i，T2i为：
Figure FDA0002682712780000032
5.根据权利要求1所述的一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制方法，其特征在于，逆变器对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi为：
Figure FDA0002682712780000041
Figure FDA0002682712780000042
Figure FDA0002682712780000043
6.一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制***，其特征在于，包括：零序电压作用时间给定模块、第一电压分配模块、第二电压分配模块、第一脉宽调制模块和第二脉宽调制模块；
所述零序电压作用时间给定模块，用于根据三相静止坐标系下的电压矢量给定值ua *、ub *、uc *所在扇区VSector，和0轴电压给定值u0 *的正负，得到逆变器1的零电压矢量作用时间Tz1、逆变器2的零电压矢量作用时间Tz2；VSector＝{1,2,3,4,5,6}；
若电压矢量给定值位于奇数扇区{1,3,5}，Tz1和Tz2为：
若电压矢量给定值位于偶数扇区{2,4,6}，Tz1和Tz2为：
Figure FDA0002682712780000045
其中，逆变器1和逆变器2共直流母线，分别连接在直流偏置型正弦电流电机三相绕组的两端；udc表示直流母线电压；
所述第一电压分配模块，用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *，根据公式：
Figure FDA0002682712780000051
得到逆变器1的独立电压矢量给定值uα1 *、uβ1 *；
所述第二电压分配模块，用于利用两相静止坐标系下的电压矢量给定值uα *、uβ *，根据公式：
Figure FDA0002682712780000052
得到逆变器2的独立电压矢量给定值uα2 *、uβ2 *；
所述第一脉宽调制模块、第二脉宽调制模块，用于根据逆变器i的独立电压矢量给定值uαi *、uβi *所在扇区VSectori和逆变器的零电压矢量作用时间Tzi，按照平均值等效原则，分配逆变器i对应的每个扇区内相邻两个电压矢量的作用时间T1i，T2i、以及000电压矢量的作用时间T0i、111电压矢量的作用时间T7i，并根据T1i、T2i、T0i、T7i得到逆变器对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi，将其作用在直流偏置型正弦电流电机的相绕组上，控制直流偏置型正弦电流电机绕组A、B、C相的电流，实现d、q、0轴电流的无差跟踪；
其中，i＝1,2，VSectori＝{I,II,III,IV,V,VI}；T0i、T7i的作用时间分别为：
Figure FDA0002682712780000053
Figure FDA0002682712780000054
其中，Ts表示开关周期。
7.根据权利要求6所述的一种直流偏置型正弦电流电机***低开关频率控制***，其特征在于，逆变器i对应的A相、B相、C相PWM信号作用时间TAi、TBi、TCi为：
Figure FDA0002682712780000061
Figure FDA0002682712780000062
Figure FDA0002682712780000063
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