CN1126299C - 用于降低调频带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法。该方法包括步骤：接收包括一个有用信号和一个干扰信号的复合信号，和标准化该复合信号以生成一个标准化复合信号。然后，将所述复合信号乘以标准化复合信号的复共轭以生成一个实信号。接着，滤波所述实信号，并将结果滤波信号乘以标准化复合信号以生成一个输出信号。相对于有用信号的幅度，输出信号中干扰信号的不利影响已经被降低，从而降低了带内信道内数字音频广播***中的调频干扰，因而更容易检测有用信号。响应于实信号和滤波信号的功率可以混合输出信号和复合信号。还包括使用上述方法的无线电接收机。

Description

用于降低调频带内信道内数字音频 广播***中调频干扰的方法和设备

本发明涉及数字信号处理，尤其涉及在数字音频广播(DAB)***中使用的信号处理技术。

数字音频广播是用于提供优于现有的模拟广播形式的数字质量音频的媒体。调幅和调频DAB信号可以通过一种混合模式被发送，其中数字调制信号与当前的广播模拟调幅或调频信号共存，或者是一种全数字的没有模拟信号的形式。带内信道内(IBOC)DAB***不需要新的频谱分配，因为每个DAB信号在现有的调幅或调频信道分配的相同频谱屏蔽内被同时发送。IBOC***节约频谱同时使广播者能够向他们现在的基本收听者提供数字质量的音频。已经推荐了多种IBOC DAB方法。

FM DAM***已经是多个美国专利的主题，其中包括US5,465,396、US 5,315,583、US 5,278,844和US 5,278,826。最近，一种推荐的FM IBOC DAB信号将正交频分复用(OFDM)副载波放在距离调频中心频率大约129kHz到199kHz的区域内，在由一个模拟调制主调频载波占用的频谱的上方和下方。一些IBOC可选***(例如所有的数字可选***)允许副载波在仅距离中心频率100kHz处开始。

DAB信号的数字部分受到干扰，例如因为第一邻近调频信号或混合IBOC DAB***中的主信号。要求信号处理技术在出现干扰的情况下分离出有用信号。

一种称作COLT(连续查看通过)的调频提取技术可以被用于从一个宽带调频信号中提取出一个窄带信号。这种技术在美国专利US5,263,191、US 5,428,834和US 5,355,533中被描述。在这些专利中描述的方法有效地使用一个跟踪和抑制干扰信号的调频瞬时频率的陷波滤波器。

美国专利5,465,396揭示了一种带内信道内数字音频广播***，包括数字音频广播信号和调频信号在现有调频信道上的同时传输。

调频IBOC DAB经受各种衰落环境和限制现有COLT技术效率的带宽属性。需要一种有效地用于衰落环境下带内信道内数字音频广播信号的信号提取技术。

本发明提供一种用于降低带内信道内数字音频广播***内调频干扰的方法。该方法包括：接收包括一个有用信号和一个干扰信号的复合信号的步骤，其特征在于包括以下步骤：将所述复合信号除以复合信号的绝对值以生成一个标准化复合信号；将所述复合信号乘以所述标准化复合信号的复共轭以生成实信号；滤波所述实信号以生成一个滤波信号；和将所述滤波信号乘以所述标准化复合信号以生成一个输出信号，其中输出信号中干扰信号的不利影响相对于原始复合信号中的有用信号已经被降低，从而更容易检测有用信号。在这种环境下，不利影响是指诸如导致误比特率(BER)增加的被检测码元出错的影响。

另外，本发明包括无线电接收机，它使用上述方法以从复合信号中分离有用信号并混合滤波信号和复合信号。

尽管在此所述的技术尤其适合于减轻第一邻近调频干扰的影响，它还可以在靠近其调频主信号放置DAB信号时用于减轻主调频信号的影响；然而，后一情况下的限制因素将是DAB对其调频主信号的干扰。

图1图示调频带内信道内数字音频广播信号的功率谱密度；

图2图示相邻信道内两个调频带内信道内数字音频广播信号的功率谱密度；

图3是表示本发明的信号处理方法的方框图；

图4是表示根据本发明的第一相邻消除器(FAC)操作的方框图；和

图5是根据本发明构造的一个接收机的方框图。

参考附图，图1是混合调频IBOC DAB信号10的信号分量的频率分配(频谱安排)和相关功率谱密度的示意图。混合格式包括常规调频立体声模拟信号12，该信号具有用位于信道的中心或中央频段部分16的三角形14表示的功率谱密度。典型的模拟调频广播信号的功率谱密度(PSD)是具有从中心频率大约-0.35dB/kHz的斜率的类似三角形。多个数字调制均匀间隔的副载波被放置在模拟调频信号两侧的上边带18和下边带20中，并与模拟调频信号同时被发送。所有载波以落入美国国家通信委员会信道屏蔽22内的功率电平被发送。

在混合调频IBOC调制形式的一个例子中，95个均匀间隔的正交频分复用(OFDM)数字调制副载波被放置在占用距离调频中心频率大约129kHz到198kHz的频谱的主模拟调频信号的每一侧上，如在图1中用上边带18和下边带20所示的。在该混合***中，每个边带中OFDM数字调制副载波的总DAB功率被设置为相对于它的主模拟调频功率大约-25dB。

如果存在的话，相邻调频信道的信号(即第一相邻调频信号)将以距离有用信道中心200kHz处为中心。图2表示混合DAB信号10和上方第一相邻干扰24的频谱曲线，所述干扰包括模拟调制信号26和边带28和30中的多个数字调制副载波，它们在相对于有用信号(信号10的数字调制副载波)大约-6dB的电平上。该图表示DAB上边带18受到第一相邻干扰的模拟调制信号的破坏。本发明提供能够在这种情况下抑制干扰影响的第一相邻消除器(FAC)。已经证明FAC能够处理上下DAB边带上的第一相邻干扰，并成功地恢复隐藏在其中的DAB信号。从干扰调频载波中提取DAB信号，尽管提取过程使DAB信号失真。假设DAB信号相对于干扰第一相邻模拟调频信号较小从而可以有效地执行调频跟踪和消除。

在出现衰落的情况下复合模拟调频加DAB信号可以被模型化为：

s(t)＝a·e^j·θ(t)+d(t)

其中a是幅度和θ(t)是低频信号的瞬时相位，d(t)是DAB信号。在没有一般性损耗的情况下，我们可以假设d(t)的平均功率是1。而且，我们假设a＞＞1以便启用调频捕获效果。注意到信号幅度被假设为恒定的，因为在这一部分的分析中没有假设信号的衰减。而且注意到这是没有噪声的理想情况。如果使用美国专利US 5,263,191、US5,428,834和US 5,355,533中所述的技术处理这个信号，则输出可以用下式来近似：

COLT_OUT(t)≈d(t)+d^*(t)·e^j·2·θ(t)

COLT输出的第一项是有用项而第二项是干扰。尽管干扰项具有与第一项相同的功率，它的频谱与具有两倍于调频调制带宽的调频信号的平方进行卷积。

如果DAB信号的带宽等于干扰信号调频信号带宽，并且如果DAB以调频信号为中心，使用现有COLT技术的结果信号与噪声之比最多被降低到几个dB。信号质量降低的另一个重要原因是多径衰落。多径导致瞬时调频载波的幅度调制。选择性衰落可以导致在调频基带带宽(即53kHz)量级上的幅度调制带宽，而因为动态平坦衰落产生的带宽被限制到汽车接收机中以最大公路速度的大约13Hz。因为美国专利US 5,263,191、US 5,428,834和US 5,355,533的提取处理直接使用输入信号控制陷波的中心频率，由于衰落在输入信号上导致的幅度调制将影响性能。

在出现多径的情况下，复合模拟调频加数字调制副载波信号可以被模型化为：

s(t)＝[a+f(t)]·e^j·θ(t)+d(t)

其中f(t)是当穿越选择性衰减偏移带宽时调频载波幅度调制导致的动态衰落项。这个幅度调制具有调频基带带宽(即53kHz)量级上的带宽。由于瑞利衰落导致的慢衰减分量被限制到在100MHz范围内的载波频率上以公路速度的大约13Hz。在这个模型中忽略这个慢衰落分量，因为假设它在分析窗上是近似恒定的。在出现选择性衰减的情况下，其它的干扰分量变得显著起来。

现有的陷波滤波技术假设输入信号本身非常近似于调频信号，因为模拟调频功率和DAB功率比很高。然而，在输入信号经受衰减和不非常近似于调频信号的情况下，该处理步骤可以产生在后续阶段中不能被去除的映象。

本发明使用一个量化信号提取处理来解决这个问题。我们观察到信号的第一次乘法将瞬时调频频率变换到零，而第二次乘法应当执行第一次乘法的逆变换。理想上，我们注意到如果第一和第二次乘法是复共轭的，并且如果它们幅度的乘积保持一个固定值，则该信号应当在相位和幅度上被最好地恢复(减去被滤除的调频载波)。不幸地是，动态衰落和选择性衰落导致随衰落速率和基带信号带宽的幅度变化。标准化参考幅度的其它步骤消除了与原COLT技术相关的一些不希望的干扰的生成。这个标准化提取处理在图3中表示。

复合信号：s(t)＝a·e^j·θ(t)+d(t)在线路32上被接收。方框34表示通过除以它的绝对值来标准化该输入以在线路36上生成一个标准化信号。在出现衰落的情况下，在标准化之后复合模拟调频加DAB信号可以被近似地模型化为： $\frac{s\left(t\right)}{\left|s\left(t\right)\right|}\≅e^{j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+\frac{d\left(t\right)}{[a+f\left(t\right)]},$

在此假设调频模拟信号远大于数字DAB信号。如方框38所示，生成标准化信号的复共轭，并如用乘法器40所示的将复合信号乘以它的标准化复共轭以在线路42上生成中间信号： $s\left(t\right)\·\frac{s^{*}\left(t\right)}{\left|s^{*}\left(t\right)\right|}=\left\{\right[a+f\left(t\right)]\·e^{j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+d\left(t\right)\}\·\{e^{-j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+\frac{d^{*}\left(t\right)}{[a+f\left(t\right)]}\},$

如方框44所示，一个直流陷波操作去除常数项a以在线路46上产生： $s\left(t\right)\·\frac{s^{*}\left(t\right)}{\left|s^{*}\left(t\right)\right|}-a=f\left(t\right)+d^{*}\left(t\right)\·e^{j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+d\left(t\right)\·e^{-j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+\frac{{\left|d\left(t\right)\right|}^2}{{[a+f\left(t\right)]}^2}.$

一个低通有限脉冲响应滤波器48在线路50上生成常数项的一个估计值。如方框52所示，线路42上的信号被延迟以匹配滤波器延迟，并如加法器54所示，从被延迟的信号中减去滤波器输出以在线路46上生成中间信号。应当注意到陷波附近的DAB信号也被压缩和陷波滤波器对DAB信号的完整性有影响。最后，这个中间信号在乘法器56中乘以已经如方框56所示被延迟的标准化原始复合信号以在线路60生成输出信号： $\frac{s\left(t\right)}{\left|s\left(t\right)\right|}\·\{s\left(t\right)\·\frac{s^{*}\left(t\right)}{\left|s^{*}\left(t\right)\right|}-a\}=d\left(t\right)+d^{*}\left(t\right)\·e^{j\·2\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+f\left(t\right)\·e^{j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+\frac{f\left(t\right)\·d\left(t\right)}{[a+f\left(t\right)]}$ $+\frac{d^2\left(t\right)\·e^{j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}}{[a+f\left(t\right)]}+2\·\frac{{\left|d\left(t\right)\right|}^2\·e^{j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}}{[a+f\left(t\right)]}+\frac{{\left|d\left(t\right)\right|}^2\·d\left(t\right)}{{[a+f\left(t\right)]}^2}$

假设调频信号远大于DAB信号，这是通常的情况，则输出可以用下式近似： $\frac{s\left(t\right)}{\left|s\left(t\right)\right|}\·\{s\left(t\right)\·\frac{s^{*}\left(t\right)}{\left|s^{*}\left(t\right)\right|}-a\}=d\left(t\right)+d^{*}\left(t\right)\·e^{j\·2\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+f\left(t\right)\·\{e^{j\·\mathrm{\θ}\left(t\right)}+\frac{d\left(t\right)}{[a+f\left(t\right)]}\}$

上式表示如果选择性衰落引起的幅度调制项f(t)＝0，则取得原始COLT方法的结果。然而，在出现选择性衰落的情况下，其它的干扰项可以与在选择性衰落情况下COLT技术的这些项相比。具体地，如果：

则使用本发明方法的自身导致的噪声较小。上述不等式可以通过进一步去掉远小于1的不重要项来近似以生成：

e^j·θ(t)＜2·e^j·θ(t)

这表示因为使用标准化技术的选择性衰落的噪声降低中潜在的6dB改善。

例如通过相对于干扰信号增加有用信号的幅度或功率谱密度，本发明降低了输出中干扰信号的不利影响现在应当是显然的。

只要存在第一相邻干扰调频信号，如上所述的调频处理可以被直接应用于调频IBOC DAB***。第一相邻干扰调频信号可以被处理和从DAB信号的数字部分中消除/陷波，仅导致DAB信号产生合理的少量失真。如果在初始化调频消除处理之前满足下述三个条件失真将相当小。

(1)所出现的具有较大功率的信号仅是第一相邻调频和被干扰的DAB信号的数字部分(即DAB信号的上或下数字边带)。这可以通过将调频干扰信号混合到0Hz和低通滤波结果信号或通过低通滤波结果信号来简单地实现。

(2)数字信号被完整地包含在第一相邻调频信号的上或下半部上。在IBOC DAB***的设计中本身就是这样做的，其中数字信号的边沿被放置到几乎在+/-200kHz的外边，其中200kHz是第一相邻调频信号的中心。因此，数字信号被包含在调频干扰信号的一半上。这很重要，因为由这个提取处理产生的不希望的失真或映象出现在DAB信号相对于调频信号的位置相反的频谱侧上。

(3)第一相邻调频信号在功率上比数字信号高大约6dB。当第一相邻功率变低时，最好不执行FAC。这确保调频信号与DAB信号相比足够大以激活捕获效应。在多径衰落环境中，调频信号有时将比功率阈值低6dB，因此推荐一种关闭算法。

在一种推荐的调频IBOC***中，三个条件有时将出现，尤其在调频广播站覆盖区域的边缘区域内。第一相邻调频消除将减轻干扰，并因而扩大了广播站的覆盖范围。

一种打开/关闭FAC的方法是平滑地混合非FAC信号。通过提取进入陷波的功率和从陷波中出来的功率之间的差值可以测量出被陷波的功率量值。在计算差值之前使用一个简单的有损耗积分器来平滑两个信号。图4是一个方框图，表示可以在上下干扰第一相邻调频信号上执行的FAC和混合。复合信号在线路62上被输入并在混频器64中与一个本地振荡器信号混频以在线路60上生成一个基带信号，在此第一相邻干扰信号被转换成直流。由有限脉冲响应低通滤波器68滤波该信号以去除干扰调频信号带宽外的信号。然后，如方框72所示，线路70上的结果信号被调频跟踪和消除。如图3所示执行消除，陷波滤波器之前和之后的信号在线路42和46上被输出。在混合控制方框72中，比较以dB为单位的陷波功率和表示在其中将出现混合的范围的上阈值和下阈值。该范围被标准化以便位于非标准化范围内的陷波功率的量值可以用该范围的直接百分数来表示。线路76上的控制信号表示用于在乘法器78中乘以FAC处理信号的百分数。线路80上的控制信号表示1减去该百分数，并用于乘以如方框82所示已经被延迟的非FAC处理信号。乘法器78和84的输出在加法器86中被相加以在线路88上生成由有限脉冲响应滤波器90滤波的信号。线路92上的结果滤波信号在混频器94中再次与本地振荡器信号混频。然后，根据已知的技术对这个输出信号进行进一步的处理以生成从接收机输出的音频信号。这个混合产生FAC和非FAC之间的平滑切换，并可以应用于执行各种干扰消除技术的接收机，其中包括图3所示的技术和在上述专利中公开的技术。

图5是根据本发明构造的无线电接收机98的方框图。天线100用作用于接收带内信道内数字音频广播信号的装置，其中包括形式为多个OFDM数字调制副载波的一个有用信号和一个模拟调频载波干扰信号。接收机包括根据公知技术构造的前端电路。在前端处理之后，线路102上的复合信号根据如方框104所示的上述方法经受第一相邻消除和混合。线路106上的混合信号根据公知技术被进一步处理以生成线路108上的输出信号和和从扬声器110输出的一个音频信号。

在本发明中使用标准化处理改善了选择性衰落环境下的性能。除了便于幅度量化之外，标准化具有降低由DAB接收机随后一级中的信道状态信息(CSI)估计器跟踪的DAB信号幅度变化的辅助效果。改善的因素取决于所用CSI估计处理的类型和这些估计滤波器的带宽。而且，标准化信号使用一个较小的动态范围，因为通过FAC处理的增益是单位1而非a²。匹配复合信号的延迟和陷波滤波器延迟对于好的性能也很重要。

本发明提供干扰调频信号瞬时频率的消除和/或陷波滤波以抑制调频广播信号的干扰影响。本发明尤其适用于调频带内信道内(IBOC)数字音频广播(DAB)***，其中第一相邻调频信号作为DAB信号的数字部分的干扰信号。执行这种功能的一种设备被称作第一相邻消除器(FAC)。这种技术还在混合IBOC调频DAB***中使用以抑制主调频信号对DAB信号数字部分的干扰影响。

虽然已经以被相信目前是优选实施例的形式描述了本发明，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离如权利要求书所述的本发明范围的情况下显然可以对所公开的实施例进行各种修改。例如，在陷波滤波处理中使用FIR滤波器而非单个IIR滤波器可能不能显著地改善性能。IIR滤波器可以产生足够的性能并显著地降低计算的复杂度。

Claims (16)

1.一种用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，包括接收包括一个有用信号(10)和一个干扰信号(24)的复合信号的步骤，其特征在于包括以下步骤：

将所述复合信号除以复合信号的绝对值以生成一个标准化复合信号；

将所述复合信号乘以所述标准化复合信号的复共轭以生成实信号；

滤波所述实信号以生成一个滤波信号；和

将所述滤波信号乘以所述标准化复合信号以生成一个输出信号，其中输出信号中干扰信号的不利影响已经被降低。

2.根据权利要求1用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，其中所述滤波步骤包括步骤：

生成一个载波幅度估计信号；

延迟所述实信号以生成一个延迟实信号；和

从所述延迟实信号中减去所述载波幅度估计信号以生成所述滤波信号。

3.根据权利要求2用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，其中生成一个载波幅度估计的所述步骤包括步骤：

使所述实信号通过一个低通滤波器。

4.根据权利要求1用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，其中所述滤波步骤导致一个信号延迟，进一步包括步骤：

在将所述滤波信号乘以所述标准化复合信号的步骤之前延迟所述标准化复合信号。

5.根据权利要求1用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，其中所述复合信号包括：

多个数字化调制副载波和一个模拟调制载波。

6.根据权利要求5用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，其中在所述模拟调制载波中包含的大约一半的频率干扰所述多个数字调制副载波。

7.根据权利要求1用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，还包括步骤：

混合所述输出信号和所述复合信号以生成一个混合的输出信号。

8.根据权利要求7用于降低带内信道内数字音频广播***中调频干扰的方法，其中混合所述输出信号和所述复合信号以生成一个混合的输出信号的所述步骤包括步骤：

确定所述实信号和所述滤波信号之间在功率电平上的差值；和

响应于所述差值控制所述输出信号的量值和所述复合信号的量值。

9.一种无线电频率接收机，包括用于接收包括一个有用信号(10)和一个干扰信号的复合信号的装置，其特征在于用于降低调频干扰的装置包括：

用于将所述复合信号除以复合信号的绝对值以生成一个标准化复合信号的装置(34)；

用于将所述复合信号乘以所述标准化复合信号的复共轭以生成实信号的装置(40)；

用于滤波所述实信号以生成一个滤波信号的装置(44)；和

用于将所述滤波信号乘以所述标准化复合信号以生成一个输出信号的装置(58)。

10.根据权利要求9的无线电频率接收机，其中用于滤波的所述装置(44)其特征在于：

用于生成一个载波幅度估计信号的装置(48)；

用于延迟所述实信号以生成一个延迟实信号的装置(52)；和

用于从所述延迟实信号中减去所述载波幅度估计信号以生成所述滤波信号的装置(54)。

11.根据权利要求10的无线电频率接收机，其中用于生成一个载波幅度估计的所述装置(48)特征在于：

一个低通滤波器。

12.根据权利要求9的无线电频率接收机，还包括：

用于延迟所述标准化复合信号的装置(56)。

13.根据权利要求9的无线电频率接收机，其中所述复合信号包括：

多个数字化调制副载波和一个模拟调制载波。

14.根据权利要求9的无线电频率接收机，其特征还在于：

用于混合所述输出信号和所述复合信号以生成一个混合的输出信号的装置(74)。

15.根据权利要求14的无线电频率接收机，其中用于混合所述输出信号和所述复合信号以生成一个混合的输出信号的所述装置特征在于：

用于确定所述实信号和所述滤波信号之间在功率电平上差值的装置；和

用于响应于所述差值控制所述输出信号的量值和所述复合信号的量值的装置。

16.根据权利要求13的无线电频率接收机，其中在所述模拟调制载波中包含的大约一半的频率干扰所述多个数字调制副载波。

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