CN112583276B - 双向双有源全桥变换器及其线性化直接功率控制方法 - Google Patents

Abstract

双向双有源全桥变换器，第一直流电压V1的两端与滤波电容C1并联；第一桥路的输出端A1与电感Lr的一端相连，Lr的另一端与变压器T1原边的同名端相连；输出端B1端与变压器T1原边的异名端相连；第三桥路的输出端A2与变压器T1副边的同名端相连；第四桥路的输出端B2；输出端B2与变压器T1副边的异名端相连；控制方法是给定功率与计算出的变换器功率经过牛顿迭代法得到一个可以补偿功率与移相比之间非线性的参数调制度，再采集变换器原边和副边电压，利用三重移相调制算法得到三重移相占空比，经过脉冲发生器产生开关管的驱动脉冲，控制变换器正常工作；可快速维持***按照给定功率运行，提高***的动态响应速度。

Description

双向双有源全桥变换器及其线性化直接功率控制方法

技术领域

本发明属于特种开关电源技术领域，具体涉及双向双有源全桥变换器及其线性化直接功率控制方法。

背景技术

双向双有源全桥(DualActive Bridge,DAB)变换器能灵活控制不同直流电压等级之间的能量双向传输，同时因其具有电气隔离、功率密度高、控制方式灵活以及模块容易级联等优点，受到了广泛的关注。因此，在电动汽车与电网互动、储能***充放电、电力电子变压器等领域具有巨大的应用潜力。但双向DAB变换器是一个多变量强耦合的非线性***，直接对控制器进行设计难度比较大，需要对变换器进行非线性解耦，使得***可以转换为一个易于设计的线性***，因此如何简化控制器的设计来提高***的动静态性能逐渐成为研究热点。

目前，双向DAB变换器大多采用电压电流双闭环PI控制策略，其PI控制器根据给定值与实际值构成偏差，将比例和积分通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制。而采用移相调制的双向DAB变换器传输功率与移相比之间是一种非线性关系，使得固定PI参数难以适应各种工况，因而采用传统的PI控制难以满足***在各种参数变化时的动态性能要求。应用于双向DAB变换器的调制方法主要是移相调制，其中的三重移相调制拥有三个自由度，使得变换器运行模式更加灵活多样，以达到更优的控制效果。三重移相调制可以减小变换器的无功功率以及通态损耗，从而可以有效提升变换器的效率。

发明内容

为克服上述现有技术的不足，本发明的目的是提供双向双有源全桥变换器及其线性化直接功率控制方法，该控制方法是给定功率与计算出的变换器功率经过牛顿迭代法得到一个可以补偿功率与移相比之间非线性的参数调制度，再采集变换器原边和副边电压，利用三重移相调制算法得到三重移相占空比，经过脉冲发生器产生开关管的驱动脉冲，控制变换器正常工作；利用本发明所提的方法，当变换器运行参数变化时，可以保证***输出功率总能快速跟随给定功率，提高***的动态性能，解决传统的PI控制难以满足***在各种参数变化时的动态性能要求以及非线性控制器设计难度较大的问题。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

双向双有源全桥变换器，包括有第一直流电压V1，第一直流电压V1的两端与滤波电容C1并联连接；第一桥路由功率开关管Q1和功率开关管Q2组成，第二桥路由功率开关管Q3和功率开关管Q4组成；功率开关管Q1的集电极和功率开关管Q3的集电极连接在一起，并与第一直流电压V1的正极相连；功率开关管Q2的发射极和功率开关管Q4的发射极连接在一起，并与第一直流电压V1的负极相连；功率开关管Q1的发射极与功率开关管Q2的集电极相连，作为第一桥路的输出端A1；功率开关管Q3的发射极与功率开关管Q4的集电极相连，作为第二桥路的输出端B1；输出端A1与电感Lr的一端相连，Lr的另一端与变压器T1原边的同名端相连；输出端B1端与变压器T1原边的异名端相连；第三桥路由功率开关管Q5和功率开关管Q6组成，第四桥路由功率开关管Q7和功率开关管Q8组成；第二直流电压V2的两端与滤波电容C2并联连接；功率开关管Q5的集电极和功率开关管Q7的集电极连接在一起，并与第二直流电压V2的正极相连；功率开关管Q6的发射极和功率开关管Q8的发射极连接在一起，并与第二直流电压V2的负极相连；功率开关管Q5的发射极与功率开关管Q6的集电极相连，作为第三桥路的输出端A2；功率开关管Q7的发射极与功率开关管Q8的集电极相连，作为第四桥路的输出端B2；输出端A2与变压器T1副边的同名端相连；输出端B2与变压器T1副边的异名端相连。

利用双向双有源全桥变换器线性化直接功率的控制方法，包括以下步骤：

步骤1，变换器两端的直流电压信号V1、直流电压信号V2连接到三重移相调制算法模块的输入端和功率计算模块的输入端；

步骤2，变换器功率计算模块的输出信号P_t以及给定功率P_ref连接到牛顿迭代算法模块的输入端，牛顿迭代算法模块的输出信号u连接到三重移相调制算法模块的输入端；

步骤3，三重移相调制算法的输出信号D₀、D₁、D₂连接到锁存器的输入端以及功率计算模块的输入端；

步骤4，给定功率P_ref与传输功率P_t之间的功率误差信号ΔP连接到锁存器的输入端，锁存器的输出信号D₀′、D₁′、D₂′连接到脉冲发生器模块的输入端；

步骤5，脉冲发生器模块的输出信号g1～g8连接到DAB变换器的功率开关管Q1～Q8驱动电路的对应输入端。

步骤1所述的功率计算模块，具体是：

P_ref为双向双有源全桥变换器的给定功率，当P_ref＞0时，表示能量从第一直流电压V1流向第二直流电压V2；当P_ref＜0时，表示能量从第二直流电压V2流向第一直流电压V1；

功率计算模块根据式(1)计算当前变换器的传输功率P_t，

式中，V₁为第一直流电压，V₂为第二直流电压，L为变压器串联电感Lr的电感值，n为变压器T1副边与原边的匝比，f_sw等于1/2T，T为半个开关周期，D₁为第一桥路与第二桥路之间的移相占空比，D₂为第三桥路与第四桥路之间的移相占空比，D₀为第一桥路与第三桥路之间的移相占空比，F₀₁(D)＝-0.0645sin(πD)-0.0024sin(3πD)是变量D的函数，D₀、D₁、D₂为三重移相调制的移相比，式(1)中F₀₁(D)的D分别等于D₀、D₀-D₁、D₀+D₂、D₀+D₂-D₁。

步骤2所述的牛顿迭代算法模块，具体的计算过程如下：

S1，首先建立非线性方程：

f(u)＝P_ref-P_t (2)

式中P_t为DAB变换器的传输功率；P_ref为DAB变换器的给定功率，u为牛顿迭代算法的输出信号；

S2，建立非线性方程求解的牛顿迭代算式：

式中f′(u_k)为f(u_k)在u_k处的一阶导数；

S3，牛顿迭代算法每一次的输出信号u经过三重移相调制算法产生三个移相比D₀、D₁、D₂，作用于传输功率计算模块来计算出当前变换器的传输功率P_t。

步骤2所述的移相调制算法模块，具体包括：

根据牛顿迭代算法的输出信号u的正负判断当前能量传输方向，如果u≥0,表示能量正向传输，若u＜0则表示能量反向传输，定义M＝V₂/V₁，M表示第二直流电压与第一直流电压之比，并根据M、u判断移相调制方式以及计算移相比D₀、D₁、D₂；

当M≤1时，存在以下四种情况：

若1-M≤u≤1，变换器三重移相比根据式(4)计算，

若0≤u＜1-M，变换器三重移相比根据式(5)计算，

若[-1+M+(1-M²)^0.5]/(2M)-0.5·u≤0.5，变换器三重移相比根据式(6)计算，

若非上述三种情况，则变换器三重移相比根据式(7)计算，

D₀＝0.49；D₁＝0；D₂＝0 (7)

当M＞1时，同样存在四种情况：

令N＝1/M，若1-N≤u≤1，变换器三重移相比根据式(8)计算，

若0≤u＜1-N，变换器三重移相比根据式(9)计算，

若[-1+N+(1-N²)^0.5]/(2N)-0.5·u≤0.5，变换器三重移相比根据式(10)计算，

若非上述三种情况，则变换器三重移相比根据式(11)计算，

D₀＝-0.49；D₁＝0；D₂＝0 (11)

式中D₁为第一桥路与第二桥路之间的移相占空比，D₂为第三桥路与第四桥路之间的移相占空比，D₀为第一桥路与第三桥路之间的移相占空比，N为第一直流电压与第二直流电压之比,u为牛顿迭代算法的输出信号。

步骤3所述的锁存器，执行如下操作：

将移相调制算法模块输出的移相比D₀、D₁、D₂输出到锁存器模块，当功率误差信号ΔP＞1％，锁存器锁存当前计算出的移相比D₀、D₁、D₂，但不进行输出，变换器工作状态不变，以当前移相比D₀、D₁、D₂重复进行传输功率计算模块计算P_t、牛顿迭代算法模块计算u、移相调制算法模块计算新的D₀、D₁、D₂；经过上述不断迭代计算，当功率误差信号ΔP≤1％时，锁存器不进行锁存，输出D₀′、D₁′、D₂′作为变换器的下一个工作状态的移相比。

步骤5所述的脉冲发生器模块，具体执行如下操作：

将锁存器的输出信号D₀′、D₁′、D₂′转换成开关管Q1～Q8驱动信号；以开关管Q1的驱动信号为基准，设定开关管Q1的驱动信号为50％占空比的方波信号g1，而每个桥路的上下两个开关管驱动信号互补，因此开关管Q2的驱动信号g2滞后开关管Q1的驱动信号180°，开关管Q3驱动信号g3滞后开关管Q1驱动信号1-D₁′个开关周期，开关管Q4驱动信号g4滞后开关管Q3驱动信号180°，开关管Q5驱动信号g5滞后开关管Q1驱动信号D₀′个开关周期，开关管Q6驱动信号g6滞后开关管Q5驱动信号180°，开关管Q7驱动信号g7滞后开关管Q1驱动信号1-D₂′-D₀′个开关周期，开关管Q8驱动信号g8滞后开关管Q7驱动信号180°；因此Q1～Q8八个开关管的驱动信号都得以确定，控制变换器正常工作。

本发明的有益效果是：

相比于传统的PI控制算法计算的参数直接作用于三重移相调制算法，本发明的优点是：在控制环节加入了牛顿迭代算法模块，通过对给定功率与采集电路参数计算出的变换器功率进行牛顿迭代算法计算，得到一个可以使功率与控制器输出参数(移相比)成线性化的一个补偿参数调制度，这解决了PI控制输出与变换器功率非线性关系，易于控制器的设计，而且当***运行工况发生变化时，可以快速维持***按照给定功率运行，提高***的动态响应速度。

本发明充分发挥三重移相调制的优势，提出一种基于三重移相调制的双向双有源全桥变换器的线性化直接功率控制方法，解决了传统线性控制器难以满足***在各种参数变化时的性能要求以及非线性控制器设计难度较大的问题。

附图说明

图1是本发明对应的双向双有源全桥变换器主电路拓扑图。

图2是本发明基于三重移相调制的双向双有源全桥变换器的线性化直接功率控制方法示意框图。

符号定义如下：

V1为变换器第一直流电压；V2为变换器第二直流电压；n为变压器T1副边与原边的匝比；L为变压器串联电感Lr的电感值；f_sw为开关频率；P_t为DAB变换器的传输功率；P_ref为DAB变换器的给定功率，u为牛顿迭代算法的输出信号，ΔP为P_ref与P_t之间的功率误差信号，D₀、D₁、D₂为三重移相调制算法计算出的DAB变换器三重移相占空比；D₀′、D₁′、D₂′为锁存器输出的实际DAB变换器三重移相占空比；g1～g8为开关管Q1～Q8的驱动信号。

具体实施方式

图1是本发明对应的双向双有源全桥变换器的典型主电路图。该变换器用于控制不同直流电压等级之间的能量双向传输，电路拓扑具有高度的对称性。第一直流电压V1的两端与滤波电容C1并联连接。第一桥路由功率开关管Q1和Q2组成，第二桥路由功率开关管Q3和Q4组成。功率开关管Q1的集电极和功率开关管Q3的集电极连接在一起，并与第一直流电压V1的正极相连。功率开关管Q2的发射极和功率开关管Q4的发射极连接在一起，并与第一直流电压V1的负极相连。功率开关管Q1的发射极与功率开关管Q2的集电极相连，作为第一桥路的输出端A1。功率开关管Q3的发射极与功率开关管Q4的集电极相连，作为第二桥路的输出端B1。A1端与电感Lr的一端相连，Lr的另一端与变压器T1原边的同名端相连。B1端与变压器T1原边的异名端相连。第三桥路由功率开关管Q5和Q6组成，第四桥路由功率开关管Q7和Q8组成。第二直流电压V2的两端与滤波电容C2并联连接。功率开关管Q5的集电极和功率开关管Q7的集电极连接在一起，并与第二直流电压V2的正极相连。功率开关管Q6的发射极和功率开关管Q8的发射极连接在一起，并与第二直流电压V2的负极相连。功率开关管Q5的发射极与功率开关管Q6的集电极相连，作为第三桥路的输出端A2。功率开关管Q7的发射极与功率开关管Q8的集电极相连，作为第四桥路的输出端B2。A2端与变压器T1副边的同名端相连。B2端与变压器T1副边的异名端相连。

定义所有功率开关管Q1～Q8的驱动脉冲信号的占空比为50％，每个桥路的上下两个开关管驱动信号互补(即驱动脉冲信号相差180°)。其中定义D₁为第一桥路与第二桥路之间的移相占空比，D₂为第三桥路与第四桥路之间的移相占空比，D₀为第一桥路与第三桥路之间的移相占空比。也就是说，当以第一桥路为参考，则第二桥路滞后第一桥路1-D₁个开关周期，第三桥路滞后第一桥路D₀个开关周期，第四桥路滞后第三桥路1-D₂个开关周期。三重移相调制的移相占空比D₀的取值范围为-1～1，移相占空比D₁的取值范围为0～1，移相占空比D₂的取值范围为0～1。

参见图1，双向双有源全桥变换器的工作原理是：主电路中功率开关管的工作状态按照上述驱动信号进行控制，可以在变压器T1原边产生三电平电压U_A1B1，三种电平分别为+V1、0、-V1，其占空比为1-D₁，副边产生三电平电压U_A2B2，三种电平分别为+V2、0、-V2，其占空比为1-D₂，变压器原边电压U_A1B1与变压器副边电压U_A2B2之间的占空比为D₀，通过调节三个移相比D₀、D₁、D₂的大小，可以调节变换器传输能量的大小以及能量传输方向。

图2是本发明基于三重移相调制的双向双有源全桥变换器的线性化直接功率控制方法示意框图，包括传输功率计算模块、牛顿迭代算法模块、三重移相调制算法模块、脉冲发生模块以及主电路拓扑。变换器功率计算模块的输出信号P_t以及给定功率P_ref连接到牛顿迭代算法模块的输入端，牛顿迭代算法模块的输出信号u连接到三重移相调制算法模块的输入端，变换器两端的直流电压信号V1、V2连接到三重移相调制算法模块的输入端和功率计算模块的输入端，三重移相调制算法的输出信号D₀、D₁、D₂连接到锁存器的输入端以及功率计算模块的输入端，P_ref与P_t之间的功率误差信号ΔP连接到锁存器的输入端，锁存器的输出信号D₀′、D₁′、D₂′连接到脉冲发生器模块的输入端，脉冲发生器模块的输出信号g1～g8连接到DAB变换器的功率开关管Q1～Q8驱动电路的对应输入端。每个模块具体的实现控制过程如下：

传输功率计算模块：

P_ref为双向双有源全桥变换器的给定功率，当P_ref＞0时，表示能量从第一直流电压V1流向第二直流电压V2；当P_ref＜0时，表示能量从第二直流电压V2流向第一直流电压V1。

传输功率计算模块根据式(1)计算当前变换器的传输功率P_t。

式中，V₁为第一直流电压，V₂为第二直流电压，L为变压器串联电感Lr的电感值，n为变压器T1副边与原边的匝比，f_sw等于1/2T，T为半个开关周期。F₀₁(D)＝-0.0645sin(πD)-0.0024sin(3πD)是变量D的函数，D₀、D₁、D₂为三重移相调制的移相比，式(1)中F₀₁(D)的D分别等于D₀、D₀-D₁、D₀+D₂、D₀+D₂-D₁。

牛顿迭代算法模块：

根据双向DAB变换器的传输功率公式(1)可以看出，传输功率与移相比D₀、D₁、D₂之间呈非线性关系，而非线性方程往往很难求得其精确解，通常需要近似求解。牛顿迭代法在方程的单根附近具有平方收敛，而且该迭代法还可以用来求方程的重根和复根，此时线性收敛。用牛顿迭代法求解非线性方程，是把非线性方程线性化的一种近似方法，利用泰勒级数将函数在某一点展开，取其线性部分，并令其等于零，以此作为非线性方程的近似解，牛顿迭代算法模块具体的计算过程如下：

S1：首先建立非线性方程：

f(u)＝P_ref-P_t (2)

式中P_t为DAB变换器的传输功率；P_ref为DAB变换器的给定功率，u为牛顿迭代算法的输出信号；

S2：建立非线性方程求解的牛顿迭代算式：

式中f′(u_k)为f(u)在u_k处的一阶导数；

S3：牛顿迭代算法每一次的输出信号u经过三重移相调制算法产生三个移相比D₀、D₁、D₂，作用于传输功率计算模块来计算出当前变换器的传输功率P_t。

移相调制算法模块：

根据牛顿迭代算法的输出信号u的正负判断当前能量传输方向，如果u≥0,表示能量正向传输(即能量从V1侧传向V2侧)，若u＜0则表示能量反向传输(即能量从V2侧传向V1侧)，定义M＝V₂/V₁，M表示第二直流电压与第一直流电压之比，并根据M、u判断移相调制方式以及计算移相比D₀、D₁、D₂；

当M≤1时，存在以下四种情况：

若1-M≤u≤1，变换器三重移相比根据式(4)计算。

若0≤u＜1-M，变换器三重移相比根据式(5)计算，

若[-1+M+(1-M²)^0.5]/(2M)-0.5·u≤0.5，变换器三重移相比根据式(6)计算，

若非上述三种情况，则变换器三重移相比根据式(7)计算，

D₀＝0.49；D₁＝0；D₂＝0 (7)

当M＞1时，同样存在四种情况：

令N＝1/M，若1-N≤u≤1，变换器三重移相比根据式(8)计算，

若0≤u＜1-N，变换器三重移相比根据式(9)计算。

若[-1+N+(1-N²)^0.5]/(2N)-0.5·u≤0.5，变换器三重移相比根据式(10)计算，

若非上述三种情况，则变换器三重移相比根据式(11)计算，

D₀＝-0.49；D₁＝0；D₂＝0 (11)

D₁为第一桥路与第二桥路之间的移相占空比，D₂为第三桥路与第四桥路之间的移相占空比，D₀为第一桥路与第三桥路之间的移相占空比，N为第一直流电压与第二直流电压之比,u为牛顿迭代算法的输出信号。

锁存器模块：

将移相调制算法模块输出的移相比D₀、D₁、D₂输出到锁存器模块，当功率误差信号ΔP＞1％，锁存器锁存当前计算出的移相比D₀、D₁、D₂，但不进行输出，变换器工作状态不变，以当前移相比D₀、D₁、D₂重复进行传输功率计算模块计算P_t、牛顿迭代算法模块计算u、移相调制算法模块计算新的D₀、D₁、D₂；经过上述不断迭代计算，当功率误差信号ΔP≤1％时，锁存器不进行锁存，输出D₀′、D₁′、D₂′作为变换器的下一个工作状态的移相比。

脉冲发生器模块：

将锁存器的输出信号D₀′、D₁′、D₂′转换成开关管Q1～Q8驱动信号。以开关管Q1的驱动信号为基准，设定开关管Q1的驱动信号为50％占空比的方波信号g1，而每个桥路的上下两个开关管驱动信号互补，因此开关管Q2的驱动信号g2滞后开关管Q1的驱动信号180°，开关管Q3驱动信号g3滞后开关管Q1驱动信号1-D₁′个开关周期，开关管Q4驱动信号g4滞后开关管Q3驱动信号180°，开关管Q5驱动信号g5滞后开关管Q1驱动信号D₀′个开关周期，开关管Q6驱动信号g6滞后开关管Q5驱动信号180°，开关管Q7驱动信号g7滞后开关管Q1驱动信号1-D₂′-D₀′个开关周期，开关管Q8驱动信号g8滞后开关管Q7驱动信号180°。因此Q1～Q8八个开关管的驱动信号都得以确定，控制变换器正常工作。

Claims (2)

1.利用双向双有源全桥变换器线性化直接功率的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，变换器两端的直流电压信号V1、直流电压信号V2连接到三重移相调制算法模块的输入端和功率计算模块的输入端；

步骤2，变换器功率计算模块的输出信号P_t以及给定功率P_ref连接到牛顿迭代算法模块的输入端，牛顿迭代算法模块的输出信号u连接到三重移相调制算法模块的输入端；

功率计算模块根据式(1)计算当前变换器的传输功率P_t，

式中，V₁为第一直流电压，V₂为第二直流电压，L为变压器串联电感Lr的电感值，n为变压器T1副边与原边的匝比，f_sw等于1/2T，T为半个开关周期，D₁为第一桥路与第二桥路之间的移相比，D₂为第三桥路与第四桥路之间的移相比，D₀为第一桥路与第三桥路之间的移相比，F₀₁(D)＝-0.0645sin(πD)-0.0024sin(3πD)是变量D的函数，D₀、D₁、D₂为三重移相调制的移相比，式(1)中F₀₁(D)的D分别等于D₀、D₀-D₁、D₀+D₂、D₀+D₂-D₁；

步骤2所述的移相调制算法模块，具体包括：

根据牛顿迭代算法的输出信号u的正负判断当前能量传输方向，如果u≥0,表示能量正向传输，若u＜0则表示能量反向传输，定义M＝V₂/V₁，M表示第二直流电压与第一直流电压之比，并根据M、u判断移相调制方式以及计算移相比D₀、D₁、D₂；

当M≤1时，存在以下四种情况：

若1-M≤u≤1，变换器三重移相比根据式(4)计算，

若0≤u＜1-M，变换器三重移相比根据式(5)计算，

若[-1+M+(1-M²)^0.5]/(2M)-0.5·u≤0.5，变换器三重移相比根据式(6)计算，

若非上述三种情况，则变换器三重移相比根据式(7)计算，

D₀＝0.49；D₁＝0；D₂＝0 (7)

当M＞1时，同样存在四种情况：

令N＝1/M，若1-N≤u≤1，变换器三重移相比根据式(8)计算，

若0≤u＜1-N，变换器三重移相比根据式(9)计算，

若[-1+N+(1-N²)^0.5]/(2N)-0.5·u≤0.5，变换器三重移相比根据式(10)计算，

若非上述三种情况，则变换器三重移相比根据式(11)计算，

D₀＝-0.49；D₁＝0；D₂＝0 (11)

D₁为第一桥路与第二桥路之间的移相比，D₂为第三桥路与第四桥路之间的移相比，D₀为第一桥路与第三桥路之间的移相比，N为第一直流电压与第二直流电压之比,u为牛顿迭代算法的输出信号；

步骤2所述的牛顿迭代算法模块，具体的计算过程如下：

S1，首先建立非线性方程：

f(u)＝P_ref-P_t (2)

式中P_t为DAB变换器的传输功率；P_ref为DAB变换器的给定功率，u为牛顿迭代算法的输出信号；

S2，建立非线性方程求解的牛顿迭代算式：

式中f′(u_k)为f(u_k)在u_k处的一阶导数；

S3，牛顿迭代算法每一次的输出信号u经过三重移相调制算法产生三个移相比D₀、D₁、D₂，作用于传输功率计算模块来计算出当前变换器的传输功率P_t；

步骤3，三重移相调制算法的输出信号D₀、D₁、D₂连接到锁存器的输入端以及功率计算模块的输入端；

步骤3所述的锁存器，执行如下操作：

将移相调制算法模块输出的移相比D₀、D₁、D₂输出到锁存器模块，当功率误差信号ΔP＞1％，锁存器锁存当前计算出的移相比D₀、D₁、D₂，但不进行输出，变换器工作状态不变，以当前移相比D₀、D₁、D₂重复进行传输功率计算模块计算P_t、牛顿迭代算法模块计算u、移相调制算法模块计算新的D₀、D₁、D₂；经过上述不断迭代计算，当功率误差信号ΔP≤1％时，锁存器不进行锁存，输出D₀′、D₁′、D₂′作为变换器的下一个工作状态的移相比；

步骤4，给定功率P_ref与传输功率P_t之间的功率误差信号ΔP连接到锁存器的输入端，锁存器的输出信号D₀′、D₁′、D₂′连接到脉冲发生器模块的输入端；

步骤5，脉冲发生器模块的输出信号g1～g8发送到DAB变换器的功率开关管Q1～Q8驱动电路的对应输入端。

2.根据权利要求1所述的利用双向双有源全桥变换器线性化直接功率的控制方法，其特征在于，步骤5所述的脉冲发生器模块，具体执行如下操作：

将锁存器的输出信号D₀′、D₁′、D₂′转换成开关管Q1～Q8驱动信号；以开关管Q1的驱动信号为基准，设定开关管Q1的驱动信号为50％占空比的方波信号g1，而每个桥路的上下两个开关管驱动信号互补，因此开关管Q2的驱动信号g2滞后开关管Q1的驱动信号180°，开关管Q3驱动信号g3滞后开关管Q1驱动信号1-D₁′个开关周期，开关管Q4驱动信号g4滞后开关管Q3驱动信号180°，开关管Q5驱动信号g5滞后开关管Q1驱动信号D₀′个开关周期，开关管Q6驱动信号g6滞后开关管Q5驱动信号180°，开关管Q7驱动信号g7滞后开关管Q1驱动信号1-D₂′-D₀′个开关周期，开关管Q8驱动信号g8滞后开关管Q7驱动信号180°；因此Q1～Q8八个开关管的驱动信号都得以确定，控制变换器正常工作。

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