CN112462614B - 改进的ladrc线性自抗扰控制***及参数整定方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种改进的LADRC线性自抗扰控制***及参数整定方法，该参数整定方法具有明确的调试规律和物理意义，更能满足现场控制工程师的调试习惯，避免了通过经验整定公式带来的参数意义和调试过程不明确的问题。本发明适用于工业过程控制领域，尤其适用于火电厂、电机、石油化工，冶金钢铁以及汽车自动驾驶等过程控制领域。

Description

改进的LADRC线性自抗扰控制***及参数整定方法

技术领域：

本发明属于自动化技术领域，具体涉及一种改进的LADRC线性自抗扰控制***及参数整定方法。

背景技术：

自抗扰控制技术(active disturbance rejectioncontrol,ADRC)是由韩京清研究员对经典控制论与现代控制论两方面进行不断的探索深思，运用特殊非线性的作用，提出的新型控制技术，详见参考文献[1]。对于非线性***(参数时变、强耦合、扰动不确定)有很好的控制效果，但由于自抗扰控制器的结构复杂，且需要整定参数多，难度大等问题，高志强教授提出了线性自抗扰控制器(LADRC)简化了控制器的结构，需要调节的参数减少，将调节参数与控制器和观测器的带宽联系在一起，使物理意义更加明确，对非线性和线性***都有很好的控制效果。

目前对线自抗扰控制中的参数整定需要大量工作根据经验试凑，费时费力，且存在***输出超调量与响应快速性，抗扰性之间的矛盾的问题，这些矛盾问题包括：

1)控制对象参数难以获得，理论上n阶ADRC控制n阶对象在b₀＝b时能获得理想效果，但被控对象的控制量增益b可能未知且时变，如何寻找一个在b₀≠b时的参数整定方法，一直是一个难点。

2)被控对象可能是n阶，也可能是分布参数对象，是无穷阶，而现场更多采用一阶ADRC或者二阶ADRC，用低阶ADRC控制高阶被控对象，b即使确定也不能用b₀＝b来整定参数b₀，大量仿真表明低阶ADRC的参数b₀要大于高阶对象的控制量增益b。

发明内容：

为解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种改进的LADRC线性自抗扰控制***

本发明另一目的是提供一种改进的LADRC线性自抗扰控制***的参数整定方法。

本发明的技术方案如下：

一种改进的LADRC线性自抗扰控制***，包括被控对象和自抗扰控制器，所述自抗扰控制器包括跟踪微分器、扩张状态观测器和线性误差反馈控制律；

所述跟踪微分器的输入为v₀，输出为v_i，i＝1，2，...，n；

所述扩张状态观测器的输出为z_i，i＝1，2，...，n，n+1；

所述跟踪微分器的输出v_i，i＝1，2，...，n与扩张状态观测器的输出z_i，i＝1，2，...，n做减法比较后作为所述线性误差反馈控制律的输入e_i，i＝1，2，...，n；

所述线性误差反馈控制律的输出u₀与所述扩张状态观测器的输出z_i，i＝n+1，做减法比较后经1/b₀倍增益，得到中间控制量

该中间控制量

分两路，一路经b₀倍增益作为所述扩张状态观测器的第一输入信号；另一路经k_b倍增益后作为被控对象的输入u；k_b为控制量增益的细调补偿因子，k_b＝b₀/b；b为被控对象的控制量增益；b₀为控制量增益的粗调补偿因子；

所述被控对象的输出y作为所述扩张状态观测器的第二输入信号。

优选地，所述被控对象，表达式为：

其中，

式中，y为被控对象的输出；x为被控对象的状态变量；f为关于状态变量x的函数；w为外扰；b为被控对象的控制量增益；b₀为控制量增益的粗调补偿因子；u为被控对象的输入；

为中间控制量。

优选地，所述扩张状态观测器，表达式为：

其中，sⁿ⁺¹+β₁sⁿ+…+β_ns+β_n+1＝(s+ω₀)ⁿ⁺¹

式中，z_i为扩张状态观测器的输出，i＝1，2，...，n+1；β_i为扩张状态观测器的系数，i＝1，2，...，n+1，β_i为多项式(s+ω₀)ⁿ⁺¹展开后各项对应系数。

优选地，所述线性误差反馈控制律，表达式为：

其中，sⁿ+b₀k_ns^n-1+…+b₀k₂s+b₀k₁＝(s+ω_c)ⁿ

式中，v_i为跟踪微分器的输出，i＝1，2，...，n；k_i为误差反馈控制律的参数，k_i为(s+ω_c)ⁿ展开后多项式各项对应系数。

优选地，所述跟踪微分器，对线性***

的状态变量实现为：

其中，v₀为跟踪微分器的输入，v_i为跟踪微分器的输出，i＝1，2，...，n。

基于上述改进的LADRC线性自抗扰控制***的参数整定方法，包括如下具体步骤：

1)基于所述自抗扰控制器在被控对象的控制***上进行控制逻辑组态；

2)现场采用飞升曲线法获取被控对象的稳态增益K、近似n阶惯性或加纯迟延***的时间参数T和开环调节时间t_s1；

3)设置控制逻辑组态中被控对象的控制量增益b₀的初值、扩张状态观测器的带宽ω_o的初值、误差反馈控制律的带宽ω_c的初值和控制量增益的细调补偿因子k_b的初值；

4)基于仿真平台进行调试，自初值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足则进入步骤5)；所述性能指标包括闭环调节时间小于等于设计值t_s2并且***无超调；

5)减小扩张状态观测器的带宽ω_o，自当前值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足则进入步骤6)；

6)如果闭环控制中闭环调节时间小于等于设计值t_s2但***有超调，则减少误差反馈控制律的带宽ω_c；并自当前值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足，则进入步骤5)；

如果闭环调节时间大于设计值t_s2，则增大误差反馈控制律的带宽ω_c；并自初值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足，则进入步骤5)；

7)选取满足上述条件的控制量增益的细调补偿因子k_b的最大值，对被控对象的控制量增益b₀按b₀＝b₀/k_b进行更新，再将k_b重置为1，参数整定完成，将此时b₀、k_b、ω_o、ω_c值设置到控制逻辑组态中，并投入运行。

优选地，步骤1)中，所述被控对象的控制***包括DCS控制***和PLC控制***。

优选地，步骤3)中，所述控制量增益b₀的初值为被控对象的稳态增益K。

优选地，步骤3)中，所述控制量增益的细调补偿因子k_b的初值为(10dt)ⁿ。

优选地，步骤3)中，所述误差反馈控制律的带宽ω_c的初值为10/t_s2，t_s2为闭环调节时间设计值，t_s2≤t_s1；所述扩张状态观测器的带宽ω_o的初值为1/dt，ω_o的取值范围是0＜ω_o＜2/dt，其中dt为误差反馈控制律的运算周期。

本发明相比于现有技术具有如下有益效果：

本发明提供一种改进的LADRC线性自抗扰控制***及参数整定方法，该参数整定方法具有明确的调试规律和物理意义，过程简单，更能满足现场控制工程师的调试习惯，避免了通过经验整定公式带来的参数意义和调试过程不明确的问题。

本发明适用于工业过程控制领域，尤其适用于火电厂、电机、石油化工，冶金钢铁以及汽车自动驾驶等过程控制领域。

附图说明：

图1为实施例中改进的LADRC的控制***结构图；

图2为实施例中主汽温***的飞升曲线图；

图3为实施例中ω_o＝1时不同k_b值下的***响应曲线图；

图4为实施例中ω_o＝0.25时不同k_b值下的***响应曲线图；

图5为实施例中改进的LADRC参数整定方法与其他整定方法的比较图；

图6为实施例中控制***的抗干扰性能比较图；

图7为实施例中控制***在惯性时间常数增加20％时的鲁棒性能比较图；

图8为实施例中控制***在静态增益值增加20％时的鲁棒性能比较图；

图9为实施例中改进LADRC算法模块示意图；

图10为实施例中ω_o＝0.25时不同k_b值下的***响应曲线。

具体实施方式：

下面结合具体实施例及对应附图对本发明作进一步说明。

实施例一：

本实施例的一种改进的LADRC线性自抗扰控制***，如图1所示，包括被控对象和自抗扰控制器，自抗扰控制器包括跟踪微分器、扩张状态观测器和线性误差反馈控制律；

跟踪微分器的输入为v₀，输出为v_i，i＝1，2，...，n；

扩张状态观测器的输出为z_i，i＝1，2，...，n，n+1；

跟踪微分器的输出v_i，i＝1，2，...，n与扩张状态观测器的输出z_i，i＝1，2，...，n做减法比较后作为线性误差反馈控制律的输入e_i，i＝1，2，...，n；

线性误差反馈控制律的输出u₀与扩张状态观测器的输出z_i，i＝n+1，做减法比较后经1/b₀倍增益，得到中间控制量

该中间控制量

分两路，一路经b₀倍增益作为扩张状态观测器的第一输入信号；另一路经k_b倍增益后作为被控对象的输入；k_b为控制量增益的细调补偿因子，k_b＝b₀/b；b为被控对象的控制量增益；b₀为控制量增益的粗调补偿因子；

被控对象的输出作为扩张状态观测器的第二输入信号。

其中，被控对象表达式为：

其中，

式中，y为被控对象的输出；x为被控对象的状态变量；f为关于状态变量x的函数；w为外扰；b为被控对象的控制量增益；b₀为控制量增益的粗调补偿因子；u为被控对象的输入；

为中间控制量。

扩张状态观测器表达式为：

sⁿ⁺¹+β₁sⁿ+…+β_ns+β_n+1＝(s+ω₀)ⁿ⁺¹

式中，z_i为扩张状态观测器的输出，i＝1，2，...，n+1；β_i为扩张状态观测器的系数，i＝1，2，...，n+1；β_i为多项式(s+ω₀)ⁿ⁺¹展开后各项对应系数，β_i为与扩张状态观测器的带宽ω₀相关的函数。

线性误差反馈控制律表达式为：

sⁿ+b₀k_ns^n-1+…+b₀k₂s+b₀k₁＝(s+ω_c)ⁿ

式中，v_i为跟踪微分器的输出，i＝1，2，...，n；k_i为跟踪微分器的控制增益；k_i为多项式(s+ω_c)ⁿ展开后各项对应系数，k_i为与误差反馈控制律的带宽ω_c相关的函数。

跟踪微分器，对线性***

的状态变量实现为

其中，v₀为跟踪微分器的输入，v_i为跟踪微分器的输出，i＝1，2，...，n；欧拉离散后，r＝1/dt，dt为误差反馈控制律的运算周期。

实施例二：

基于实施例一中的改进的LADRC线性自抗扰控制***，其参数整定方法，包括如下具体步骤：

1)基于自抗扰控制器在被控对象的控制***上进行控制逻辑组态；该步骤中的被控对象的控制***包括DCS控制***、PID控制***或其它微处理器芯片构成的控制***。

2)现场采用飞升曲线法获取被控对象的稳态增益K、近似n阶惯性或加纯迟延***的时间参数T和开环调节时间t_s1。

3)设置控制逻辑组态中被控对象的控制量增益b₀的初值、扩张状态观测器的带宽ω_o的初值、误差反馈控制律的带宽ω_c的初值和控制量增益的细调补偿因子k_b的初值；本例中，控制量增益b₀的初值为被控对象的稳态增益K，控制量增益b₀的初值也可以为任意与稳态增益K同符号的值，控制量增益的细调补偿因子k_b初值为(10dt)ⁿ，如果控制量增益b₀的初值为其它值的话，控制量增益的细调补偿因子k_b的初值可以作适当调整。扩张状态观测器的带宽ω_o的初值为10/t_s2，t_s2为闭环调节时间设计值，t_s2≤t_s1；ω_o的取值范围是0＜ω_o＜2/dt，其中dt为误差反馈控制律的运算周期，dt与被控对象的时间参数T有关；误差反馈控制律的带宽ω_c的初值为10/t_s2，t_s2为性能指标中的闭环调节时间，t_s2≤t_s1。

4)基于仿真平台进行调试，逐渐增大控制量增益的细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足则进入步骤5)；性能指标包括闭环调节时间小于等于设计值t_s2并且***无超调；***无超调为***单位阶跃响应超调量小于5％。

5)减小扩张状态观测器的带宽ω_o一次，将控制量增益的细调补偿因子k_b自当前值逐渐增大，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足则进入步骤6)；

6)减小或增大误差反馈控制律的带宽ω_c一次，如果步骤5)中闭环控制中闭环调节时间小于等于设计值t_s2但***有超调，则减少误差反馈控制律的带宽ω_c，如果步骤5)中闭环调节时间大于设计值t_s2，则增大误差反馈控制律的带宽ω_c；

减小时，自当前值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足，则先降低误差反馈控制律的带宽ω_c，对应降低的误差反馈控制律的带宽ω_c，再自初值逐渐增大细调补偿因子k_b，直至找到一个差反馈控制律的带宽ω_c能够使得闭环控制满足性能指标，进入步骤7)；

增大时，将控制量增益的细调补偿因子k_b重置为初值，再自初值逐渐增大，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足，则先降低误差反馈控制律的带宽ω_c，对应降低的误差反馈控制律的带宽ω_c，再自初值逐渐增大细调补偿因子k_b，直至找到一个差反馈控制律的带宽ω_c能够使得闭环控制满足性能指标，进入步骤7)；

7)选取满足上述条件的控制量增益的细调补偿因子k_b的最大值，对被控对象的控制量增益b₀按b₀＝b₀/k_b进行更新，再将k_b重置为1，参数整定完成，将此时b₀、k_b、ω_o、ω_c值设置到控制逻辑组态中，并投入运行。

由于仿真对象和实际对象存在差异，可以以第7步整定的参数作为现场的初值，再按照步骤4)～步骤6)的方法进行优化。

应用实施例一：

火电厂主汽温控制***是一类具有大惯性、时变和非线性等特点的典型热工过程，一直控制研究的热点和难点。参考文献[2]中记载了一个330MW循环流化床机组主汽温控制***，该***使用的是2阶线性ADRC。

该机组的主汽温***模型如下

其中，P₁(s)为导前区模型(℃/％)，P₂(s)为惰性区模型(℃/℃)，两者串联后的单位阶跃响应曲线如图2所示。

则该***近似5阶***和FOPTD模型分别如下：

其中参数：K＝-2.51，T＝80，τ＝84.2，t_s1＝400。

本例基于本发明的改进的LADRC线性自抗扰控制***及参数整定方法，对上述控制***进行自动控制，其中，初值设置如下：

dt＝0.2，t_s2＝400，ω_o＝5，ω_c＝0.025，b₀＝-2.51，k_b＝4；

并以上述初值基于仿真平台进行调试，闭环控制无法满足性能指标，则减小扩张状态观测器的带宽ω_o，使得ω_o＝1，再逐渐增大k_b的值从4到60，k_b依次取4，20，40，60，得到闭环***的响应曲线如图3所示。

由于k_b＝60时，***超调量过大，为了兼顾稳定性和快速性，更新b₀时，选择k_b＝40，即b₀＝b₀/k_b＝-0.0628。

整定完成后控制参数为：b₀＝-0.0628，ω_o＝1，ω_c＝0.025，k_b＝1。

火电厂主汽温控制***中，还需注意主汽温度不能超温，超温会引起金属寿命减短和非停，所以在参数整定的时候要让该控制过程不能超调。

应用实施例二：

本例采用本发明***以及参数整定方法对参考文献[2]中记载的330MW循环流化床机组主汽温控制***进行自抗扰控制，与应用实施例一相比，本例中只改变观测器带宽的初值选取ω_o，初值设置如下：

dt＝0.2，t_s2＝400，ω_o＝0.25，ω_c＝0.025，b₀＝-2.51，k_b＝4；

逐渐增大k_b的值从4到300，依次k_b取4，100，200，300，得到闭环***的响应曲线如图4所示。

由于k_b＝300时，***超调量过大，为了兼顾稳定性和快速性，更新b₀时，选择k_b＝200，即b₀＝b₀/k_b＝-0.0125。

整定完成后控制参数为：b₀＝-0.0125，ω_o＝0.25，ω_c＝0.025，k_b＝1。本例初值选取不同，调节过程与应用实施例一有区别，最后的整定结果也不同。

应用实施例三：

本例采用本发明***以及参数整定方法对如下的二阶惯性加纯迟延(SOPTD)形式的主汽温***进行自动控制：

其中参数：K＝-2.51，T＝40，τ＝80，t_s1＝400。

本例中的初值设置如下：dt＝0.2，t_s2＝400，ω_o＝0.25，ω_c＝0.025，b₀＝-2.51，k_b＝4，逐渐增大k_b的值从4到300，k_b依次取4，100，200，300，闭环***的响应曲线如图10所示

整定完成后控制参数为：b₀＝-0.0125，ω_o＝0.25，ω_c＝0.025，k_b＝1。

可见，SOPTD***和高阶***尽管不同，但其ADRC的参数选择可以一样。

比对实施例：

本例采用参考文献[2](以下简称文[2])和参考文献[3](以下简称文[3])中记载的方法对文[2]中记载的330MW循环流化床机组主汽温控制***进行自抗扰控制，整定参数结果如下：

文[2]整定完成后控制参数：b₀＝-0.0031，ω_o＝0.1834，ω_c＝0.0183；

文[3]整定完成后控制参数：b₀＝-0.0045，ω_o＝0.0607，ω_c＝0.0493；

一、控制效果比较测试

应用实施例一(以下简称方法一)、应用实施例二(以下简称方法二)以及参考文献[2]和参考文献[3]记载方法的控制效果比较如图5所示。由图5可知，对于快速性，文[3]记载方法最快，但存在超调。本发明的方法一和方法二的快速性稍微次于文[3]记载方法，但方法一和方法二在***无超调的情形下，可以以最小的控制量，满足闭环调节时间小于等于t_s2。

二、抗干扰测试

在1000秒时，加入控制量的单位阶跃扰动信号，

方法一、方法二、文[2]和文[3]记载方法的控制效果如图6所示。文[2]记载方法效果优于其他方法，方法一、方法二和文[3]记载方法所取得效果基本相同。

三、鲁棒性测试

被控对象的惯性时间常数变化20％，方法一、方法二、文[2]和文[3]记载方法的控制效果控制效果如图7所示。

被控对象的静态增益值变化20％，方法一、方法二、文[2]和文[3]记载方法的控制效果控制效果如图8所示。如图7和8所示，方法一、方法二、文[2]和文[3]均具有较好的鲁棒性。

综合考虑上述测试结果，实施本发明改进的LADRC线性自抗扰控制***及参数整定方法，经过对k_b的有限几次在线调整，该主汽温控制***即可获得满意的控制效果，此时b₀应接近b。通过与其他参数整定方法的仿真对比研究可发现，本发明相比于文[2]和文[3]记载方法具有可行，有效，简单的优点，综合性能较好，符合控制工程师的调试习惯的效果。

为了便于ADRC的自动跟踪和无扰切换设计，开发二阶ADRC的功能算法块如图9所示。

参考文献

[1]Han J.From PID to Active Disturbance Rejection Control[J].IEEETransactions on Industrial Electronics,2009,56(3):900-906.

[2]He T,Wu Z,Li D,et al.A Tuning Method of Active DisturbanceRejection Control for a Class of High-order Processes[J].IEEE Transactions onIndustrial Electronics,2020:3191-3201.

[3]Bin-Wen Z,Wen T,Jian L I.Tuning of linear active disturbancerejection controller with robustness specification[J].ISA Transactions,2019,85:237–246.

Claims (6)

1.一种改进的LADRC线性自抗扰控制***，包括被控对象和自抗扰控制器，所述自抗扰控制器包括跟踪微分器、扩张状态观测器和线性误差反馈控制律，其特征在于：

所述跟踪微分器的输入为v₀，输出为v_i，i＝1，2，...，n；

所述扩张状态观测器的输出为z_i，i＝1，2，...，n，n+1；

所述跟踪微分器的输出v_i，i＝1，2，...，n与扩张状态观测器的输出z_i，i＝1，2，...，n做减法比较后作为所述线性误差反馈控制律的输入e_i，i＝1，2，...，n；

所述线性误差反馈控制律的输出u₀与所述扩张状态观测器的输出z_i，i＝n+1，做减法比较后经1/b₀倍增益，得到中间控制量

该中间控制量

分两路，一路经b₀倍增益作为所述扩张状态观测器的第一输入信号；另一路经k_b倍增益后作为被控对象的输入u；k_b为控制量增益的细调补偿因子，k_b＝b₀/b；b为被控对象的控制量增益；b₀为控制量增益的粗调补偿因子；

所述被控对象的输出y作为所述扩张状态观测器的第二输入信号；

所述被控对象，表达式为：

其中，

式中，y为被控对象的输出；x为被控对象的状态变量；f为关于状态变量x的函数；w为外扰；b为被控对象的控制量增益；b₀为控制量增益的粗调补偿因子；u为被控对象的输入；

为中间控制量；

所述扩张状态观测器，表达式为：

其中，sⁿ⁺¹+β₁sⁿ+…+β_ns+β_n+1＝(s+ω₀)ⁿ⁺¹

式中，z_i为扩张状态观测器的输出，i＝1，2，...，n+1；β_i为扩张状态观测器的系数，i＝1，2，...，n+1，β_i为多项式(s+ω₀)ⁿ⁺¹展开后各项对应系数；

所述线性误差反馈控制律，表达式为：

其中，sⁿ+b₀k_ns^n-1+…+b₀k₂s+b₀k₁＝(s+ω_c)ⁿ

式中，v_i为跟踪微分器的输出，i＝1，2，...，n；k_i为误差反馈控制律的参数，k_i为(s+ω_c)ⁿ展开后多项式各项对应系数；

所述跟踪微分器，对线性***

的状态变量实现为：

其中，v₀为跟踪微分器的输入，v_i为跟踪微分器的输出，i＝1，2，...，n。

2.基于权利要求1所述改进的LADRC线性自抗扰控制***的参数整定方法，包括如下具体步骤：

1)基于所述自抗扰控制器在被控对象的控制***上进行控制逻辑组态；

2)现场采用飞升曲线法获取被控对象的稳态增益K、近似n阶惯性或加纯迟延***的时间参数T和开环调节时间t_s1；

3)设置控制逻辑组态中被控对象的控制量增益b₀的初值、扩张状态观测器的带宽ω_o的初值、误差反馈控制律的带宽ω_c的初值和控制量增益的细调补偿因子k_b的初值；

4)基于仿真平台进行调试，自初值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足则进入步骤5)；所述性能指标包括闭环调节时间小于等于设计值t_s2并且***无超调；

5)减小扩张状态观测器的带宽ω_o，自当前值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足则进入步骤6)；

6)如果闭环控制中闭环调节时间小于等于设计值t_s2但***有超调，则减少误差反馈控制律的带宽ω_c；并自当前值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足，则进入步骤5)；

如果闭环调节时间大于设计值t_s2，则增大误差反馈控制律的带宽ω_c；并自初值逐渐增大细调补偿因子k_b，使得闭环控制满足性能指标，满足则进入步骤7)；不满足，则进入步骤5)；

7)选取满足上述条件的控制量增益的细调补偿因子k_b的最大值，对被控对象的控制量增益b₀按b₀＝b₀/k_b进行更新，再将k_b重置为1，参数整定完成，将此时b₀、k_b、ω_o、ω_c值设置到控制逻辑组态中，并投入运行。

3.根据权利要求2的参数整定方法，其特征在于：步骤1)中，所述被控对象的控制***包括DCS控制***和PLC控制***。

4.根据权利要求2的参数整定方法，其特征在于：步骤3)中，所述控制量增益b₀的初值为被控对象的稳态增益K。

5.根据权利要求2的参数整定方法，其特征在于：步骤3)中，所述控制量增益的细调补偿因子k_b的初值为(10dt)ⁿ。

6.根据权利要求2的参数整定方法，其特征在于：步骤3)中，所述误差反馈控制律的带宽ω_c的初值为10/t_s2，t_s2为闭环调节时间设计值，t_s2≤t_s1；所述扩张状态观测器的带宽ω_o的初值为1/dt，ω_o的取值范围是0＜ω_o＜2/dt，其中dt为误差反馈控制律的运算周期。

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