CN112152463B - 一种双向充放电变换电路及其实现方法 - Google Patents

一种双向充放电变换电路及其实现方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向充放电变换电路，包括电压变换模块和整流模块。电压变换模块与伺服***发电机组连接，降压工况时，用于为相连接的负载正常供电，同时将富余的能量输送给整流模块；升压工况时，将储能***电压抬升，用于为伺服***发电机组供电，抑制母线电压跌落。整流模块：降压工况时，将富余的能量进行整流后给储能***充电；升压工况时，将储能***电压传输给电压变换模块。本发明同时公开了双向充放电变换电路的实现方法。本发明在简化电路结构的同时减小体积和重量，实现电路充放电的功能，达到快响应和高可靠性能，满足伺服***的大功率用电需求。

Description

一种双向充放电变换电路及其实现方法
技术领域
本发明涉及一种双向充放电变换电路及其实现方法，属于储能***领域。
背景技术
伺服机构是我国对运载火箭飞行控制执行机构子***的统称，机电伺服综合***是把伺服驱动***和电力***连接在一起，由统一的发电机组共同给所有负载供电，如驱动***、日常负载以及其他脉冲负载，来达到综合利用***能源和统一管理的目的，是一种全电力***。其优势包括使用寿命长、维修方便、应用范围广阔、以及功率高、负载能力强等特点。然而随着伺服***容量的不断扩大及用电负荷的快速增长，***发电机组输出的直流电波动范围较大、功率波动、电网电压跌落情况成为一个普遍存在的问题，尤其是在突发情况下，驱动装置的转矩波动非常明显。对于电力***，电压波动、功率波动将会导致不可预测的功率损耗，突发大电流、大电压等情况，进而降低电气设备的效率，甚至会影响机电伺服***的质量。
为使伺服***发电机组输出稳定的大功率直流电，消除伺服驱动器功率波动、转矩波动引发的问题，需要增加DC/DC变换器进行稳压。并且在发电机输出功率富余时给储能***充电；同时在储能***放电时，能将电压抬升后给逆变器和伺服驱动器供电，即，需要DC/DC变换器将能量进行双向流动。
目前主流的DC/DC变换器大多都是单向DC/DC变换器，单向DC/DC变换器单向工作的原因是功率开关管子是单向导通的，主功率回路上都有单向导通的二极管，所以只能实现能量的单向流动，不能反向，不能满足伺服***发电机组的大功率用电需求。
发明内容
本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供一种双向充放电变换电路及其实现方法，在简化电路结构的同时减小体积和重量，实现电路充放电的功能，达到快响应和高可靠性能，满足伺服***的大功率用电需求。
本发明的技术解决方案是：
一种双向充放电变换电路，包括电压变换模块和整流模块；
所述电压变换模块与伺服***发电机组连接，降压工况时，用于为相连接的负载正常供电，同时将富余的能量输送给整流模块；升压工况时，将储能***电压抬升，用于为伺服***发电机组供电，抑制母线电压跌落；
整流模块：降压工况时，将富余的能量进行整流后给储能***充电；升压工况时，将储能***电压传输给电压变换模块。
电压变换模块包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q5、开关管Q6、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电容C1和变压器T；
伺服***发电机组正输出端同时与电容C1的一端、开关管Q1的漏极、二极管D1的阴极以及二极管D3的阴极连接，二极管D1的阳极与开关管Q1的源极连接，开关管Q1的源极同时与二极管D4的阴极以及变压器T原边的正输入端连接，二极管D3的阳极与变压器T原边的负输入端连接，变压器T原边的负输入端同时连接开关管Q2的漏极和二极管D2的阴极，开关管Q2的源极、二极管D2的阳极、二极管D4的阳极以及电容C1的另一端同时与伺服***发电机组负输出端连接；
变压器T副边的正输入端同时与开关管Q6的漏极以及二极管D6的阴极连接，二极管D6的阳极和开关管Q6的源极连接，开关管Q6的源极与开关管Q5的源极连接，开关管Q5的漏极与变压器T副边的负输入端连接，二极管D5的阳极与开关管Q5的源极连接，二极管D5的阴极与开关管Q5的漏极连接；
开关管Q1的栅极、开关管Q2的栅极、开关管Q5的栅极和开关管Q6的栅极同时与外部控制电路连接，通过外部控制电路分别控制各开关管的通断，实现电压变换。
整流模块包括电感L、电容C2和电容C3；
电感L的一端与二极管D6的阴极连接，电感L的另一端同时与储能***的正极、电容C2的一端以及电容C3的一端连接；储能***的负极、电容C2的另一端以及电容C3的另一端均与二极管D6的阳极连接。
变压器T采用使用PCB结构，原边和副边的绕组匝数比为1：1。
变压器T的绕组通过磁集成技术与电路中的其他元器件连接，并绘制在同一块PCB板上。
开关管Q1、开关管Q2、开关管Q5和开关管Q6均采用GaN MOSFET，开关频率均大于500kHz。
一种双向充放电变换电路的实现方法，包括如下步骤：
双向充放电变换电路处于降压工况时，通过外部控制电路为开关管Q1、Q2、Q5提供完全相同的驱动脉冲，并控制开关管Q6的驱动脉冲与开关管Q5的驱动脉冲互补，电感L、电容C2、C3吸收伺服***发电机组的多余能量，抑制双向充放电变换电路的电网电压抬升，并为储能***充电；
双向充放电变换电路处于升压工况时，通过外部控制电路为开关管Q5、Q6提供驱动脉冲，且开关管Q5、Q6的驱动脉冲完全互补、无重叠，开关管Q1和Q2不加驱动脉冲，双向充放电变换电路将储能***电压抬升，用于为伺服***发电机组供电，抑制伺服***母线电压跌落；
双向充放电变换电路处于备用状态时，不充电也不放电。
双向充放电变换电路处于降压工况时，通过外部控制电路为开关管Q5和Q6之间设置死区时间，所述死区时间为开关管开关周期的2％。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
(1)本发明双向充放电变换电路能够实现能量双向流动，可以最大限度地简化电路结构、节省元器件使用、减小***的重量体积，提高了整个***的可靠性及效率。
(2)本发明通过电路的具体设计以及实现驱动脉冲的控制以及死区时间的设置等，确保了电路双向充放电的高可靠性，开关管选用开关频率大于1MHz的GaN MOSFET，提高双向充放电变换电路的工作频率，能够对降压工况和升压工况进行快速响应，满足伺服***的大功率用电需求。
(3)本发明电路结构简单，输入输出完全隔离、安全系数高。变压器在一个周期内工作于单向励磁状态，其双边漏磁可以代替复位绕组，简化了设计难度，能量变换时大大减少了损耗，提高效率。
(4)本发明变压器原边为半控桥式结构，每个桥臂分别采用开关管与钳位二极管串联的形式，由于开关管导通时二极管承受反向电压，不会出现同一桥臂的开关管与二极管同时导通的情况，因而避免了因桥臂直通导致电源短路的问题，增强了***的可靠性；同时钳位二极管D3、D4将开关管的关断电压钳位在电源电压，有效地降低了开关管的电压应力，提高了输入电压的承受范围，拓宽了变换电路的适用领域。
(5)本发明二极管D1、D2、D5并联在开关管Q1、Q2、Q5两端，二极管导通压降小于0.7V，解决了电流反向流经开关管时导通压降大于4V的问题，降低了电路的损耗，提高了充放电变换电路的效率。
附图说明
图1为本发明电路示意图；
图2为本发明降压、升压工况下电路的工作波形，其中(a)为降压工况时双向充放电变换电路的工作波形，(b)为升压工况时双向充放电变换电路的工作波形；
图3为PCB变压器绕组示意图。
具体实施方式
针对伺服***的工作特点和用电需求，本发明提供了一种高可靠性、响应迅速的双向充放电变换电路。该电路驱动波形只需两路、结构简单，且安装空间复杂的情况下，能够充分利用有限条件，实现电路充放电的功能，达到快响应和高可靠性能。
具体地，如图1所示，本发明包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q5、开关管Q6、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电容C1、变压器T、电感L、电容C2和电容C3。
伺服***发电机组正输出端同时与电容C1的一端、开关管Q1的漏极、二极管D1的阴极以及二极管D3的阴极连接，二极管D1的阳极与开关管Q1的源极连接，开关管Q1的源极同时与二极管D4的阴极以及变压器T原边的正输入端连接，二极管D3的阳极与变压器T原边的负输入端连接，变压器T原边的负输入端同时连接开关管Q2的漏极和二极管D2的阴极，开关管Q2的源极、二极管D2的阳极、二极管D4的阳极以及电容C1的另一端同时与伺服***发电机组负输出端连接。
变压器T副边的正输入端同时与开关管Q6的漏极以及二极管D6的阴极连接，二极管D6的阳极和开关管Q6的源极连接，开关管Q6的源极与开关管Q5的源极连接，开关管Q5的漏极与变压器T副边的负输入端连接，二极管D5的阳极与开关管Q5的源极连接，二极管D5的阴极与开关管Q5的漏极连接。
开关管Q1的栅极、开关管Q2的栅极、开关管Q5的栅极和开关管Q6的栅极同时与外部控制电路连接，通过外部控制电路分别控制各开关管的通断，实现电压变换。
电感L的一端与二极管D6的阴极连接，电感L的另一端同时与储能***的正极、电容C2的一端以及电容C3的一端连接；储能***的负极、电容C2的另一端以及电容C3的另一端均与二极管D6的阳极连接。
其中，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q5、开关管Q6、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电容C1、变压器T构成电压变换模块，降压工况时，用于为相连接的负载正常供电，同时将富余的能量输送给整流模块；升压工况时，将储能***电压抬升，用于为伺服***发电机组供电，抑制伺服***母线电压跌落。
电感L、电容C2和电容C3构成整流模块，降压工况时，将富余的能量进行整流后给储能***充电；升压工况时，将储能***电压传输给电压变换模块。
本发明一种双向充放电变换电路的实现方法如下：
双向充放电变换电路处于降压工况时，能量由伺服***发电机组正向流向储能***，通过外部控制电路为开关管Q1、Q2、Q5提供完全相同的驱动脉冲，并控制开关管Q6的驱动脉冲与开关管Q5的驱动脉冲互补，电感L、电容C2、C3吸收伺服***发电机组的多余能量，抑制双向充放电变换电路的电网电压抬升，并为储能***充电。
通过外部控制电路为开关管Q5和Q6设置死区时间，防止开关管Q5、Q6同时导通造成变压器T副边绕组短路而损坏电路；在死区时间内，电感电流可以通过二极管自然换流。开关管Q5和Q6之间的死区时间为开关管开关周期的2％。
如图2中(a)所示，为降压工况时双向充放电变换电路的工作波形，iL为电感中的电流，Ggs1,2,5为开关管1、2、5的驱动脉冲，Ggs6为开关管6的驱动脉冲。
双向充放电变换电路处于升压工况时，能量由储能***反向流向伺服***发电机组，通过外部控制电路为开关管Q5、Q6提供驱动脉冲，且开关管Q5、Q6的驱动脉冲完全互补、无重叠，开关管Q1和Q2不加驱动脉冲，以避免由于驱动脉冲延时造成开关管误导通。双向充放电变换电路将储能***电压抬升，用于为伺服***发电机组供电，抑制驱动器电压跌落。
如图2中(b)所示，为降压工况时双向充放电变换电路的工作波形，iL为电感中的电流，Ggs5为开关管5的驱动脉冲，Ggs6为开关管6的驱动脉冲。
处于备用状态时，不充电也不放电，双向充放电变换电路停止工作。
电容C1、C2、C3为滤波电容，选用薄膜电容，其耐压值为实际需求的两倍，薄膜电容ESR低，发热低，为进一步降低电容的ESR，可选择多个电容并联。
变压器T采用使用PCB结构，减小损耗。变压器通过设计绕组匝数比可以实现任何要求的电压电流比，本发明中原边和副边的绕组匝数比为1：1，绕组单层结构一致，耦合度极高。变压器T的绕组通过磁集成技术与电路中的其他元器件连接，并绘制在同一块PCB板上，充分利用变压器漏感，极大的降低高频寄生参数的不利影响，电路的集成度高，散热性能好，缩小所占体积和重量。如图3所示。
本发明的开关管使用新型GaN MOSFET，开关频率均大于500kHz，甚至可以高达1MHz。。GaN MOSFET频率特性好、耐温特性高，温度变化对器件性能影响小，适应高压高频宽温域工作。提高变换电路工作频率，可以迅速对驱动器产生的瞬时大电流、电池过压、欠压等情况进行响应，调整充放电变换电路的电压电流，或故障发生时立即停止驱动波形发出，开关管停止工作，故障消失后变换电路立即自动恢复正常运行，保护储能***及驱动器安全。并且双向充放电变换电路工作频率高，功率器件体积、重量相应减小。
通过外部控制电路产生驱动脉冲控制开关管的开通和关断，GaN MOSFET产品采用了独特的封装结构，能够有效的缩小寄生电感，因此只需对外部控制电路PCB合理地布局就能稳定可靠地驱动GaN开关管。每个开关管的驱动电路单独成片，与其他开关管的驱动电路间距大于1.5mm，减小重叠，驱动电路的回路要尽量短。使开关管工作安全可靠。
储能电感L是双向充放电变换电路的储能元件，在规定的电流、温度和频率范围内不出现饱和等特性。综合考虑频率和损耗的影响，选取时电感量及电流都应留一定余量，电感尺寸及重量在满足需求的情况下尽量小。
本发明利用电感电流换流的方式实现储能***充放电的功能。在双向充放电变换电路工作过程中，电感电流下降到零后便会形成反向电流，因此在交替工作模式中不存在电流断续工作状态，电感不会出现饱和特性，工作安全可靠性得到提高。
本发明的实现方法中，驱动波形无脉冲重叠，升降压模式分别控制。
本发明提供的双向充放电变换电路实现了能量的双向传输，在提高***可靠性的同时，简化了驱动电路的设计，不仅能够实现能量双向流动，而且能提高双向输出、输入电压、电流的稳定控制，具有控制简单、响应快、变换效率高等特点。同时，本发明设计的电路拓扑结构减小了电路的体积和构建的成本，充分利用有限的布置空间以及节省成本，提高整个***的运行效率，具有高性价比，提高了整个***的运行效率和可靠性能。
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。

Claims (5)

1.一种双向充放电变换电路的实现方法，其特征在于：
所述双向充放电变换电路，包括电压变换模块和整流模块；
所述电压变换模块与伺服***发电机组连接，降压工况时，用于为相连接的负载正常供电，同时将富余的能量输送给整流模块；升压工况时，将储能***电压抬升，用于为伺服***发电机组供电，抑制母线电压跌落；
整流模块：降压工况时，将富余的能量进行整流后给储能***充电；升压工况时，将储能***电压传输给电压变换模块；
电压变换模块包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q5、开关管Q6、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电容C1和变压器T；
伺服***发电机组正输出端同时与电容C1的一端、开关管Q1的漏极、二极管D1的阴极以及二极管D3的阴极连接，二极管D1的阳极与开关管Q1的源极连接，开关管Q1的源极同时与二极管D4的阴极以及变压器T原边的正输入端连接，二极管D3的阳极与变压器T原边的负输入端连接，变压器T原边的负输入端同时连接开关管Q2的漏极和二极管D2的阴极，开关管Q2的源极、二极管D2的阳极、二极管D4的阳极以及电容C1的另一端同时与伺服***发电机组负输出端连接；
变压器T副边的正输入端同时与开关管Q6的漏极以及二极管D6的阴极连接，二极管D6的阳极和开关管Q6的源极连接，开关管Q6的源极与开关管Q5的源极连接，开关管Q5的漏极与变压器T副边的负输入端连接，二极管D5的阳极与开关管Q5的源极连接，二极管D5的阴极与开关管Q5的漏极连接；
开关管Q1的栅极、开关管Q2的栅极、开关管Q5的栅极和开关管Q6的栅极同时与外部控制电路连接，通过外部控制电路分别控制各开关管的通断，实现电压变换；
整流模块包括电感L、电容C2和电容C3；
电感L的一端与二极管D6的阴极连接，电感L的另一端同时与储能***的正极、电容C2的一端以及电容C3的一端连接；储能***的负极、电容C2的另一端以及电容C3的另一端均与二极管D6的阳极连接；
双向充放电变换电路的实现方法包括如下步骤：
双向充放电变换电路处于降压工况时，通过外部控制电路为开关管Q1、Q2、Q5提供完全相同的驱动脉冲，并控制开关管Q6的驱动脉冲与开关管Q5的驱动脉冲互补，电感L、电容C2、C3吸收伺服***发电机组的多余能量，抑制双向充放电变换电路的电网电压抬升，并为储能***充电；
双向充放电变换电路处于升压工况时，通过外部控制电路为开关管Q5、Q6提供驱动脉冲，且开关管Q5、Q6的驱动脉冲完全互补、无重叠，开关管Q1和Q2不加驱动脉冲，双向充放电变换电路将储能***电压抬升，用于为伺服***发电机组供电，抑制伺服***母线电压跌落；
双向充放电变换电路处于备用状态时，不充电也不放电。
2.根据权利要求1所述的一种双向充放电变换电路的实现方法，其特征在于：双向充放电变换电路处于降压工况时，通过外部控制电路为开关管Q5和Q6之间设置死区时间，所述死区时间为开关管开关周期的2％。
3.根据权利要求1所述的一种双向充放电变换电路的实现方法，其特征在于：变压器T采用使用PCB结构，原边和副边的绕组匝数比为1：1。
4.根据权利要求3所述的一种双向充放电变换电路的实现方法，其特征在于：变压器T的绕组通过磁集成技术与电路中的其他元器件连接，并绘制在同一块PCB板上。
5.根据权利要求1所述的一种双向充放电变换电路的实现方法，其特征在于：开关管Q1、开关管Q2、开关管Q5和开关管Q6均采用GaN MOSFET，开关频率均大于500kHz。
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