CN112087147A - 一种变换器宽增益控制方法及其应用 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种变换器宽增益控制方法，应用于由逆变电路、谐振电路、辅助支路、变压器和整流滤波电路组成的LLC谐振变换器，本发明方法是将输入电压分为低和高两个电压段，分别对应两种模态：输入电压低压段时采用变频PFM控制，通过改变开关频率改变输出电压增益；输入电压高压段时采用定频占空比移位PWM控制，通过改变占空比来改变输出电压增益。本发明通过变频PFM和定频PWM控制的切换，可以拓宽变换器的电压增益范围，同时所有开关管均可实现ZVS，电路整体效率较高；本发明的控制方式简单，单开关管的钳位方式还可以有效降低变换器的成本；较于单一PFM控制，在相同输出电压增益时，本发明频率变化范围更小，降低变压器等磁芯元件的设计要求。

Description

一种变换器宽增益控制方法及其应用

技术领域

本发明涉及开关变换器技术领域，具体的，涉及一种变换器宽增益控制方法及其应用。

背景技术

随着电力电子技术的发展，开关变换器也逐步向更高功率密度方向发展，这就需要进一步提高变换器的开关频率以减少无源器件的尺寸，而限制开关频率提升的一个重要因素为开关器件的开关损耗，如MOS管等的开关损耗。

为了降低开关损耗，LLC谐振类变换器得到了大力发展。该类变换器可以实现开关管的零电压开通(后文简称ZVS)，从而能够极大地降低高频下的开关损耗。但是传统的半桥LLC谐振变换器，通过改变频率来改变输出电压增益，当输入电压及负载变化范围较宽时，变换器的频率变化范围很大，这就大大增加了变换器磁性器件的设计难度。因此传统的半桥LLC谐振变换器具有很大的局限性，较难应用于宽输入电压场合。

针对LLC谐振类变换器输入电压受限制问题，目前业内已有了相关研究，通过改变拓扑的形式拓宽LLC谐振变换器的输出电压增益范围，实现宽压输入。

专利号为CN110768535的《一种变拓扑LLC谐振变换器的宽增益控制方法》提出了一种变模态的控制方法，应用于全桥LLC变换器，通过检测输入电压改变拓扑结构及控制方式来实现较宽的电压增益。但是，该控制方法由于辅助支路需要两个开关管，同时必须严格控制主开关及辅助开关的逻辑时序，控制方式比较复杂；同时辅助支路上的开关管需要隔离驱动，进一步增加了电路的复杂程度。

专利号为CN100421344C的《零电压开关半桥直流-直流变换器拓扑》提出了一种带辅助支路的半桥LLC谐振变换器，该变换器的辅助支路由二极管和一开关管组成，通过辅助支路的钳位作用，该拓扑能够实现所有开关管的ZVS，但是依然无法解决LLC谐振变换器应用于宽输入电压时的局限性问题。

发明内容

本发明为了解决现有LLC谐振变换器的电压增益范围较窄的问题，提出了一种变换器宽增益控制方法及其应用。

本发明采用的技术方案如下：

一种变换器宽增益控制方法，应用于由逆变电路、谐振电路、辅助支路、变压器和整流滤波电路组成的LLC谐振变换器，逆变电路包括开关管S1和开关管S2，谐振电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，辅助支路包括钳位二极管D1和钳位开关管S3，整流滤波电路串联在变压器的副边绕组的两端，开关管S1的漏极连接输入电源Vin的正极，开关管S1的源极与开关管S2的漏极以及谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端和变压器的原边绕组的1端相连，变压器的原边绕组的2端与励磁电感Lm的另一端、开关管S2的源极和输入电源Vin的负极相连，钳位二极管D1和钳位开关管S3串联后跨接于变压器的原边绕组的1端和2端，其中钳位二极管D1的阳极与谐振电容Cr的另一端和谐振电感Lr的一端的连接点相连，钳位二极管D1的阴极连接钳位开关管S3的漏极，钳位开关管S3的源极连接变压器的原边绕组的2端；

将输入电压范围分为低和高两个电压段，分别对应两种不同的模态：

LLC谐振变换器在输入电压低压段时采用变频PFM控制，通过改变开关频率来改变输出电压增益；

LLC谐振变换器在输入电压高压段时采用定频占空比移位PWM控制，通过改变占空比来改变输出电压增益。

变频PFM控制具体为，钳位开关管S3持续关断，辅助支路不工作，开关管S1和开关管S2占空比相等且固定，开关管S1和开关管S2互补导通。

开关管S1和开关管S2占空比相等并且具体为，开关管S1和开关管S2的占空比均为0.5。

改变开关频率具体为改变开关管S1和开关管S2的开关频率。

定频占空比移位PWM控制具体为开关管S1和开关管S2的开关频率相等且占空比相等，开关管S1关断后，开关管S2立刻导通，且开关管S1和钳位开关管S3互补导通。

改变占空比是改变开关管S1、S2和S3的占空比。

一种变换器宽增益控制方法的应用，应用于由逆变电路、谐振电路、辅助支路、变压器和整流滤波电路组成的LLC谐振变换器，逆变电路包括开关管S1和开关管S2，谐振电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，辅助支路包括钳位二极管D1和钳位开关管S3，整流滤波电路包括二极管D2、二极管D3和电容C0，开关管S1的漏极连接输入电源Vin的正极，开关管S1的源极与开关管S2的漏极以及谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端和变压器的原边绕组的1端相连，变压器的原边绕组的2端与励磁电感Lm的另一端、开关管S2的源极和输入电源Vin的负极相连，钳位二极管D1和钳位开关管S3串联后跨接于变压器的原边绕组的1端和2端，其中钳位二极管D1的阳极与谐振电容Cr的另一端和谐振电感Lr的一端的连接点相连，钳位二极管D1的阴极连接钳位开关管S3的漏极，钳位开关管S3的源极连接变压器的原边绕组的2端，变压器的副边绕组为副边第一绕组和副边第二绕组串联，副边第二绕组的同名端连接副边第一绕组的异名端，二极管D2的阳极连接副边第一绕组的同名端，二极管D2的阴极连接二极管D3的阴极和电容C0的一端，电容C0的另一端连接副边第一绕组和副边第二绕组的连接点，二极管D3的阳极连接副边第二绕组的异名端，

当输入电源Vin输入电压为低压段时，电路工作在变频PFM控制模式，钳位开关管S3持续关断，辅助支路不工作，开关管S1和开关管S2占空比相等且固定，开关管S1和开关管S2互补导通，调节开关管S1和开关管S2的开关频率来实现对输出电压的控制，开关频率越小，输出电压增益越大；

当输入电源Vin输入电压为高压段时，电路工作在定频PWM控制模式，开关管S1和开关管S2的开关频率相等且占空比相等，开关管S1关断后，开关管S2立刻导通，开关管S1和钳位开关管S3互补导通，调节开关管S1的占空比大小，钳位开关管S3的导通时间会同步变化，实现对输出电压的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。

一种变换器宽增益控制方法，应用于半桥LLC谐振变换器，通过将输入电压范围分为低、高两个电压段，

在输入电压处于低压段时，半桥LLC谐振变换器采用变频PFM控制模式，即半桥的两个开关管互补导通，通过改变开关管的开关频率来改变输出电压增益，开关管的开关频率越小，输出电压增益越大；

在输入电压处于高压段时，半桥LLC谐振变换器采用PWM控制模式，即半桥的两个开关管互补导通，通过改变开关管的占空比来改变输出电压增益，开关管的占空比越大，输出电压增益越大。

有益效果

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：

通过变频PFM和定频PWM控制的切换，可以拓宽变换器的电压增益范围，同时所有开关管均可实现ZVS，电路整体效率较高；

相较于传统双开关管钳位方式，本发明的控制方式简单，单开关管的钳位方式还可以有效降低变换器的成本；

相较于传统半桥LLC谐振拓扑单一PFM控制，在达到相同输出电压增益范围时，本发明控制方法的频率变化范围更小，大大降低了变压器等磁芯元件的设计要求；

综上，相比于传统PFM控制，该控制方法具有更宽的电压增益范围，同时设计简单、整体效率较高，适合应用在宽压大功率场合。

附图说明

图1为采用本发明方法的电路的增益曲线图；

图2为运用本发明方法的半桥LLC谐振变换器的电路原理图；

图3为运用本发明方法的半桥LLC谐振变换器在低压PFM控制时的主要工作波形图；

图4～9为运用本发明方法的半桥LLC谐振变换器在低压PFM控制时各开关模态的等效电路图；

图10为本运用发明方法的半桥LLC谐振变换器在高压PWM控制时的主要工作波形图；

图11～17为运用本发明方法的半桥LLC谐振变换器在高压PWM控制时各开关模态的等效电路图。

具体实施方式

如图2所示，为运用本发明方法的半桥LLC谐振变换器的电路原理图，包括从逆变电路10、谐振电路20、辅助支路30、变压器T和整流滤波电路40。图2中的Vin为输入电源，电阻Ro为负载。

逆变电路10是由开关管S1和开关管S2组成的半桥结构电路，谐振电路20包括由谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr组成，辅助支路30由钳位二极管D1和钳位开关管S3组成，整流滤波电路40包括整流模块及滤波模块，其中整流模块由二极管D2和二极管D3构成，为全波整流，滤波模块由电容C0构成。

具体的电路连接方式为：

开关管S1的漏极连于输入电源Vin的正极，开关管S1的源极与开关管S2的漏极以及谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组的1端相连，变压器T的原边绕组的2端连于励磁电感Lm的另一端、开关管S2的源极和输入电源Vin的负极相连，钳位二极管D1和钳位开关管S3串联后跨接于变压器T原边绕组的1端和2端，其中钳位二极管D1的阳极连于谐振电容Cr的另一端和谐振电感Lr的一端的连接点，钳位二极管D1的阴极连接钳位开关管S3的漏极，钳位开关管S3的源极连接变压器T的原边绕组的2端，变压器T的副边绕组为副边第一绕组和副边第二绕组串联，副边第二绕组的同名端连接副边第一绕组的异名端，二极管D2的阳极连接副边第一绕组的同名端，二极管D2的阴极连接二极管D3的阴极和电容C0的一端，电容C0的另一端连接副边第一绕组和副边第二绕组的连接点，二极管D3的阳极连接副边第二绕组的异名端，电阻R0与电容C0并联。

具体的控制方法为：

分别将输入电压范围分为低、高两个电压段，分别对应两种不同的模态。

半桥LLC谐振变换器在输入电压低压段时，采用变频PFM控制，通过改变开关频率来改变输出电压增益；

半桥LLC谐振变换器在输入电压高压段时，采用定频PWM控制，通过改变占空比来改变输出电压增益。

当输入电压位于低压段，电路工作在变频PFM控制模式，钳位开关管S3持续关断，辅助支路不工作，开关管S1和S2占空比相等且固定，均为50％左右，关管S1和开关管S2互补导通，通过调节开关管S1和S2的开关频率来实现输出电压的控制，开关频率越小，输出电压增益越大；

当输入电压位于高压段，电路工作在定频PWM控制模式，开关管S1和S2的开关频率相等且占空比相等，开关管S1关断后，开关管S2立刻导通，开关管S1和钳位开关管S3互补导通，调节开关管S1的占空比大小，钳位开关管S3的导通时间同步变化，实现输出电压的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。

下面结合附图，具体说明运用本发明方法的半桥LLC谐振变换器在低压和高压的工作过程。

当变换器输入电压为低压时，半桥LLC谐振变换器工作在PFM控制模式，此时钳位开关管S3保持关断状态，即辅助支路30不工作，图3为半桥LLC谐振变换器输入电压为低压，采取PFM控制模式时的主要工作波形图，其中Vgs1为开关管S1的控制信号，Vgs2为开关管S2的控制信号，ip为变压器原边电流，im为变压器原边激磁电流，VA为A点电压，Io为变压器副边电流，根据工作状态，在一个开关周期该变换器有七个开关模态，分别入图4～9所示。

开关模态1(t0，t1)：如图4a所示，在t0时刻，开关管S2关断，变压器原边电流给开关管S1的寄生电容放电并给开关管S2的寄生电容充电，直到开关管S1的寄生电容两端电压为零，开关管S1的体二极管导通(如图4b所示)，为开关管S1零电压开通提供条件，该阶段副边电路中的二极管D2导通，二极管D3截止。

开关模态2(t1，t2)：如图5所示，在t1时刻，开关管S1零电压导通，变压器原边通过开关管S1连接至输入电源，正向激磁，副边电路中的二极管D2导通，二极管D3截止。

开关模态3(t2，t3)：如图6所示，在t2时刻，开关管S1依然导通，二极管D2和二极管D3处于截止状态，该阶段原边激磁电流与谐振电流相等，此时励磁电感Lm、谐振电感Lr与谐振电容Cr一起参与谐振，二极管D2实现ZCS。

开关模态4(t3，t4)：如图7a所示，在t3时刻，开关管S1关断，变压器原边电流为开关管S1的寄生电容充电，同时为开关管S2的寄生电容放电，直到开关管S2的寄生电容两端电压为零，开关管S2的体二极管导通(如图7b所示)，为开关管S2提供零电压开通条件。

开关模态5(t4，t5)：如图8所示，在t4时刻，开关管S2在零电压条件下导通，变压器原边承受反向电压，副边电路中的二极管D3导通，二极管D2截止。

开关模态6(t5，t6)：如图9所示，在t5时刻，开关管S2依然导通，而二极管D2和二极管D3处于截止状态，该阶段原边激磁电流与谐振电流相等，此时励磁电感Lm、谐振电感Lr与谐振电容Cr一起参与谐振，二极管D3实现ZCS。

传统的半桥谐振变换器，仅工作在以上变频PFM模态，当输入电压升高时，为了稳定输出电压，变换器的谐振频率升高以降低输出电压增益，如果输入电压过高，超过了1:2的范围，此时要求谐振频率的变化范围较宽，这就要求磁芯工作在较宽的频率范围内，极大地提高了磁芯设计难度。本发明中，为了拓宽输出电压增益范围，当输入电压升高到一定值时，通过降低开关管占空比来降低输出电压增益，无需进一步改变开关频率，即可保证高压时输出电压的稳定。

当变换器输入电压为高压时，变换器工作在PWM控制模式，图10为变换器低压PWM时的主要工作波形图，其中Vgs1为开关管S1的控制信号，Vgs2为开关管S2的控制信号，Vgs3为钳位开关管S3的控制信号，ip为变压器原边电流，V_CB为CB两点间的电压，根据工作状态，在一个开关周期该变换器有七个开关模态，分别入图11～17所示。

开关模态1(t0，t1)：如图11所示，在t0时刻，开关管S1零电压开通，输入电源通过开关管S1为变压器原边绕组激磁，在此阶段变压器原边电流ip方向由左向右，副边电路中的二极管D2导通，二极管D3逆向截止。

开关模态2(t1，t2)：如图12a所示，在t1时刻，开关管S1关断，原边电流为开关管S1的寄生电容充电并放电开关管S2的寄生电容，当开关管S2的寄生电容两端电压降为零时，开关管S2的体二极管导通(如图12b所示)，为开关管S2提供零电压开通条件，在此期间，副边电路中的二极管D2和二极管D3截止，由电容Co为输出续流。

开关模态3(t2，t3)：如图13所示，在t2时刻，开关管S2在零电压条件下导通，开关管S2导通后，变压器原边电流减小为零并反向，当原边电流达到副边电流的的反射电流时，二极管D3导通，在此期间二极管D2反向截止。

开关模态4(t3，t4)：如图14所示，在t3时刻，钳位开关管S3开通，但是由于开关管S2依然导通，因此该阶段无电流流过辅助支路。

开关模态5(t4，t5)：如图15所示，在t4时刻，开关管S2关断，钳位开关管S3开通，变压器T的原边电流为开关管S1的寄生电容放电，同时为开关管S2的寄生电容充电。

开关模态6(t5，t6)：如图16所示，在t5时刻，钳位开关管S3开通，开关管S2的寄生电容两端的电压被充至谐振电容Cr的电压，钳位二极管D1导通，原边电流流过辅助支路，此时变压器漏感能量被辅助支路钳位，在此期间，副边电路中的二极管D2和二极管D3均截止。

开关模态7(t6，t7)：如图17a所示，在t6时刻，钳位开关管S3关断，变压器原边电流为开关管S2的寄生电容和开关管S3的寄生电容充电，同时为开关管S1的寄生电容放电，当开关管S1的寄生电容两端电压放至零时，开关管S1的体二极管导通(如图17b所示)，为开关管S1提供零电压导通条件。

可以看出，在输入电压高压段，保持开关管频率固定，通过调节开关管占空比，使得输出电压增益随着电压升高而降低，保证高压时输出电压的稳定，相较于传统LLC半桥谐振变换器，本发明变换器具有更宽的电压增益范围，能够满足宽压输入的要求。

根据以上变换器的工作过程可知，该半桥谐振变换器可以实现所有开关管的零电压开通，同时在半桥谐振变换器基础上拓宽了输出电压增益范围。传统的半桥LLC谐振变换器为了满足设计需求，降低磁芯的要求，输入电压范围一般在1:2甚至更窄，采用本发明所述控制方法的半桥LLC谐振变换器输入电压范围可达1:4甚至更高。

本发明采用PFM与PWM结合的控制方式，应用于半桥谐振类变换器时，一方面能够发挥谐振变换器的优点实现所有开关管的软开关，另一方面也克服了谐振类变换器电压增益范围较窄的缺点，适用于大功率高压大功率场合。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种变换器宽增益控制方法，应用于由逆变电路、谐振电路、辅助支路、变压器和整流滤波电路组成的LLC谐振变换器，逆变电路包括开关管S1和开关管S2，谐振电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，辅助支路包括钳位二极管D1和钳位开关管S3，整流滤波电路串联在变压器的副边绕组的两端，开关管S1的漏极连接输入电源Vin的正极，开关管S1的源极与开关管S2的漏极以及谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端和变压器的原边绕组的1端相连，变压器的原边绕组的2端与励磁电感Lm的另一端、开关管S2的源极和输入电源Vin的负极相连，钳位二极管D1和钳位开关管S3串联后跨接于变压器的原边绕组的1端和2端，其中钳位二极管D1的阳极与谐振电容Cr的另一端和谐振电感Lr的一端的连接点相连，钳位二极管D1的阴极连接钳位开关管S3的漏极，钳位开关管S3的源极连接变压器的原边绕组的2端；

其特征在于，将输入电压范围分为低和高两个电压段，分别对应两种不同的模态：

LLC谐振变换器在输入电压低压段时采用变频PFM控制，通过改变开关频率来改变输出电压增益；

LLC谐振变换器在输入电压高压段时采用定频占空比移位PWM控制，通过改变占空比来改变输出电压增益。

2.根据权利要求1所述的变换器宽增益控制方法，其特征在于：所述变频PFM控制具体为，钳位开关管S3持续关断，辅助支路不工作，开关管S1和开关管S2占空比相等且固定，开关管S1和开关管S2互补导通。

3.根据权利要求2所述的变换器增益控制方法，其特征在于：所述开关管S1和开关管S2占空比相等并且具体为，开关管S1和开关管S2的占空比均为0.5。

4.根据权利要求1所述的变换器宽增益控制方法，其特征在于：所述改变开关频率具体为改变开关管S1和开关管S2的开关频率。

5.根据权利要求1所述的变换器宽增益控制方法，其特征在于：所述定频占空比移位PWM控制具体为开关管S1和开关管S2的开关频率相等且占空比相等，开关管S1关断后，开关管S2立刻导通，且开关管S1和钳位开关管S3互补导通。

6.根据权利要求1所述的变换器宽增益控制方法，其特征在于：所述改变占空比是改变开关管S1、S2和S3的占空比。

7.一种变换器宽增益控制方法的应用，应用于由逆变电路、谐振电路、辅助支路、变压器和整流滤波电路组成的LLC谐振变换器，逆变电路包括开关管S1和开关管S2，谐振电路包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，辅助支路包括钳位二极管D1和钳位开关管S3，整流滤波电路包括二极管D2、二极管D3和电容C0，开关管S1的漏极连接输入电源Vin的正极，开关管S1的源极与开关管S2的漏极以及谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端和变压器的原边绕组的1端相连，变压器的原边绕组的2端与励磁电感Lm的另一端、开关管S2的源极和输入电源Vin的负极相连，钳位二极管D1和钳位开关管S3串联后跨接于变压器的原边绕组的1端和2端，其中钳位二极管D1的阳极与谐振电容Cr的另一端和谐振电感Lr的一端的连接点相连，钳位二极管D1的阴极连接钳位开关管S3的漏极，钳位开关管S3的源极连接变压器的原边绕组的2端，变压器的副边绕组为副边第一绕组和副边第二绕组串联，副边第二绕组的同名端连接副边第一绕组的异名端，二极管D2的阳极连接副边第一绕组的同名端，二极管D2的阴极连接二极管D3的阴极和电容C0的一端，电容C0的另一端连接副边第一绕组和副边第二绕组的连接点，二极管D3的阳极连接副边第二绕组的异名端，

当输入电源Vin输入电压为低压段时，电路工作在变频PFM控制模式，钳位开关管S3持续关断，辅助支路不工作，开关管S1和开关管S2占空比相等且固定，开关管S1和开关管S2互补导通，调节开关管S1和开关管S2的开关频率来实现对输出电压的控制，开关频率越小，输出电压增益越大；

当输入电源Vin输入电压为高压段时，电路工作在定频PWM控制模式，开关管S1和开关管S2的开关频率相等且占空比相等，开关管S1关断后，开关管S2立刻导通，开关管S1和钳位开关管S3互补导通，调节开关管S1的占空比大小，钳位开关管S3的导通时间会同步变化，实现对输出电压的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。

8.一种变换器宽增益控制方法，应用于半桥LLC谐振变换器，通过将输入电压范围分为低、高两个电压段，

在输入电压处于低压段时，半桥LLC谐振变换器采用变频PFM控制模式，即半桥的两个开关管互补导通，通过改变开关管的开关频率来改变输出电压增益，开关管的开关频率越小，输出电压增益越大；

在输入电压处于高压段时，半桥LLC谐振变换器采用PWM控制模式，即半桥的两个开关管互补导通，通过改变开关管的占空比来改变输出电压增益，开关管的占空比越大，输出电压增益越大。

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